CN103281111B - 基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法 - Google Patents

Abstract

基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，涉及一种协作通信中的信号转发方法。为了解决对目的节点采用最大比合并器的信号转发方法极大地增加了目的节点接收机的复杂度的问题。所述方法所提出的智能中继适用于源节点S和中继节点R采用不同阶数的调制方式以提高频谱利用率的情况，能够充分利用瞬时的信道状态信息或平均的信道状态信息，采用功率分配、功率控制或基于信噪比的选择转发方法使最小化系统的误比特率，降低错误传播的影响，有效地提高解码转发协作传输的可靠性。它用于协作通信中的信号转发。

Description

基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法

技术领域

本发明涉及一种协作通信中的信号转发方法，特别涉及一种基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法。

背景技术

协作通信利用中继辅助源节点发送信息，不仅扩大了网络的覆盖范围，并且形成了虚拟的多天线系统，获得了空间分集增益。解码转发属于协作通信中的数字中继方案，中继在收到源节点发送的信号后，首先对信号进行解调、解码，之后再重新调制、转发。受源—中继信道非理想性的影响，中继的解码可能存在错误，固定的解码转发方案会导致错误传播而无法保证满分集增益。

针对这个问题，人们提出了基于信噪比门限的选择转发(即中继仅在源—中继的瞬时信噪比超过预设门限时才转发信号，否则不参与协作)以及智能中继(即中继能够根据信道状态信息连续地调整中继的发射功率)，有效地改善了错误传播的影响。然而，目前的研究大多针对的是目的节点采用最大比合并器的情况，合并器需要知道各支路信道系数的幅度和相位信息，极大地增加了目的节点接收机的复杂度。

发明内容

本发明的目的是为了解决对目的节点采用最大比合并器的信号转发方法极大地增加了目的节点接收机的复杂度的问题，本发明提供一种基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法。

基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用功率分配的智能中继方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤A1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤A2：采用功率分配的智能中继方法，求得最优的功率修正系数α_S和α_R；

步骤A3：源节点S和中继节点R根据功率修正系数α_S和α_R调整发射功率传输信号；

步骤A4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

其中， $\mathrm{\β}={(d_{M_R}/d_{M_s})}^2,$

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用功率分配的智能中继方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\α}}_S,{\mathrm{\α}}_R)={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}+{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}$

其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)，

$P_M\left(\mathrm{\γ}\right)=c_{M}Q\left(\sqrt{2d_M^2\mathrm{\γ}}\right),Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\mathrm{\∞}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD})\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD},$

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}\left)\right);$

使误比特率P_T1(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S∈(0,2]，α_R∈(0,2]，α_S+α_R＝2；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\α}}_S,{\mathrm{\α}}_R)={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}+{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\β\α}}_S{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{SD}{\mathrm{\Γ}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\γ}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\γ}}_{SR}}\left)\right)\×\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{SD}{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}+d_{M_R}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{SD}{\mathrm{\Γ}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\mathrm{\∞}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

使误比特率P_T2(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S∈(0,2]，α_R∈(0,2]，α_S+α_R＝2。

本发明还提供一种基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用功率控制的智能中继方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤B1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤B2：采用功率控制的智能中继方法，求得最优的功率修正系数α_R；

步骤B3：源节点S的发射功率不变，中继节点R根据功率修正系数α_R调整发射功率传输信号；

步骤B4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

其中， $\mathrm{\β}={(d_{M_R}/d_{M_s})}^2,$

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用功率控制的智能中继方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\α}}_S,{\mathrm{\α}}_R)={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}+{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}$ 其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)，

$P_M\left(\mathrm{\γ}\right)=c_{M}Q\left(\sqrt{2d_M^2\mathrm{\γ}}\right),Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\mathrm{\∞}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S\mathrm{\Γ})\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD},$

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}\left)\right);$

使误比特率P_T1(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S＝1，α_R∈[0,1]；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\α}}_S,{\mathrm{\α}}_R)={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}+{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\β\α}}_S{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{SD}{\mathrm{\Γ}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{RD}=0}^{\mathrm{\∞}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\γ}}_{RD}\right){\mathrm{d\γ}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\γ}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\γ}}_{SR}}\left)\right)\×\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{SD}{\mathrm{\Γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}+{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{RD}+d_{M_R}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\Γ}}_{SD}{\mathrm{\Γ}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\mathrm{\∞}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

使误比特率P_T2(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S＝1，α_R∈[0,1]。

本发明还提供一种基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用于基于信噪比的选择转发的方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤C1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤C2：采用于基于信噪比的选择转发的方法，求得最优的功率修正系数α_R；

步骤C3：源节点S的发射功率不变，中继节点R根据功率修正系数α_R调整发射功率传输信号；

步骤C4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

其中， $\mathrm{\β}={(d_{M_R}/d_{M_s})}^2,$

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用于基于信噪比的选择转发的方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\α}}_S,{\mathrm{\α}}_R)={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}+{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}$ 其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)，

$P_M\left(\mathrm{\γ}\right)=c_{M}Q\left(\sqrt{2d_M^2\mathrm{\γ}}\right),Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\mathrm{\∞}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}={\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}^{\mathrm{\∞}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD})\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示 ${\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD},$

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}/{\mathrm{\α}}_S}f\left({\mathrm{\γ}}_{SD}\right){\mathrm{d\γ}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\β\α}}_R{\mathrm{\γ}}_{RD}}{{\mathrm{\α}}_S{\mathrm{\Γ}}_{SD}}\left)\right);$

当P_T2(1,1)<P_T2(1,0)时，α_R＝1，否则α_R＝0；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\left)\right)\&times;\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_D}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_S+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

当P_T2(1,1)<P_T2(1,0)时，α_R＝1，否则α_R＝0。

本发明的优点在于，采用选择合并的单中继解码转发协作通信系统，提供了三种方法，所述三种方法能够充分利用瞬时的信道状态信息或平均的信道状态信息，改善由中继可能出现的解码错误导致的错误传播问题，提高解码转发协作传输的可靠性。本发明选择合并器只需要知道各支路信道的瞬时信噪比信息，并且仅需要对信噪比最大的支路进行解调，接收机的结构相对简单。

附图说明

图1为本发明具体实施方式一所述的基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法的流程示意图。

图2为本发明具体实施方式二所述的基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法的流程示意图。

图3为本发明具体实施方式三所述的基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法的流程示意图。

图4为具体实施方式一、具体实施方式二和具体实施方式三的功率修正系数α_R在信道信息为T1时(Γ_SD＝10dB，γ_RD＝10dB)随γ_SR变化的曲线示意图。A1表示具体实施方式一的曲线，B1表示具体实施方式二的曲线，C1表示具体实施方式三的曲线；M_S＝4，M_R＝16。

图5为具体实施方式一、具体实施方式二和具体实施方式三的瞬时误比特率在信道信息为T1时(Γ_SD＝10dB，γ_RD＝10dB)随γ_SR变化的曲线示意图和。A2表示具体实施方式一的曲线，B2表示具体实施方式二的曲线，C2表示具体实施方式三的曲线；D表示源节点S和中继等分功率传输时，在信道信息为T1时(Γ_SD＝10dB，γ_RD＝10dB)随γ_SR变化的曲线示意图；M_S＝4，M_R＝16。

图6为具体实施方式一、具体实施方式二和具体实施方式三的功率修正系数α_R在信道信息为T2时(Γ_SD＝10dB，Γ_RD＝10dB)随γ_SR变化的曲线示意图。M_S＝4，M_R＝16，A3表示具体实施方式一的曲线，B3表示具体实施方式二的曲线，C3表示具体实施方式三的曲线；

图7为具体实施方式一、具体实施方式二和具体实施方式三的瞬时误比特率在信道信息为T2时(Γ_SD＝10dB，Γ_RD＝10dB)随γ_SR变化的曲线示意图和。M_S＝4，M_R＝16，A4表示具体实施方式一的曲线，B4表示具体实施方式二的曲线，C4表示具体实施方式三的曲线；E表示源节点S和中继等分功率传输时，在信道信息为T2时(Γ_SD＝10dB，Γ_RD＝10dB)随γ_SR变化的曲线示意图。

具体实施方式

具体实施方式一、结合图1说明本实施方式，本实施所述的基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用功率分配的智能中继方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤A1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤A2：采用功率分配的智能中继方法，求得最优的功率修正系数α_S和α_R；

步骤A3：源节点S和中继节点R根据功率修正系数α_S和α_R调整发射功率传输信号；

步骤A4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

其中， $\mathrm{\&beta;}={(d_{M_R}/d_{M_s})}^2,$

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用功率分配的智能中继方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}$

其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)，

$P_M\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{M}Q\left(\sqrt{2d_M^2\mathrm{\&gamma;}}\right),Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD})\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD},$

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}\left)\right);$

使误比特率P_T1(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S∈(0,2]，α_R∈(0,2]，α_S+α_R＝2；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\left)\right)\&times;\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

使误比特率P_T2(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S∈(0,2]，α_R∈(0,2]，α_S+α_R＝2。

具体实施方式二、结合图2说明本实施方式，本实施方式所述的基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用功率控制的智能中继方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤B1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤B2：采用功率控制的智能中继方法，求得最优的功率修正系数α_R；

步骤B3：源节点S的发射功率不变，中继节点R根据功率修正系数α_R调整发射功率传输信号；

步骤B4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

其中， $\mathrm{\&beta;}={(d_{M_R}/d_{M_s})}^2,$

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用功率控制的智能中继方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}$

其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)_，

$P_M\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{M}Q\left(\sqrt{2d_M^2\mathrm{\&gamma;}}\right),Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD})\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD},$

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}\left)\right);$

使误比特率P_T1(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S＝1，α_R∈[0,1]；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD},$

其中， $\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\left)\right)\&times;\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

使误比特率P_T2(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S＝1，α_R∈[0,1]。

具体实施方式三、结合图3说明本实施方式，本实施方式所述的基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用于基于信噪比的选择转发的方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤C1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤C2：采用于基于信噪比的选择转发的方法，求得最优的功率修正系数α_R；

步骤C3：源节点S的发射功率不变，中继节点R根据功率修正系数α_R调整发射功率传输信号；

步骤C4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

其中， $\mathrm{\&beta;}={(d_{M_R}/d_{M_s})}^2,$

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用于基于信噪比的选择转发的方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}$ 其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)，

$P_M\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{M}Q\left(\sqrt{2d_M^2\mathrm{\&gamma;}}\right),Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S\mathrm{\&Gamma;})\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD},$

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}\left)\right);$

当P_T2(1,1)<P_T2(1,0)时，α_R＝1，否则α_R＝0；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示 ${\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD},$

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\left)\right)\&times;\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

当P_T2(1,1)<P_T2(1,0)时，α_R＝1，否则α_R＝0。

上述三种实施方式中，

当源节点S和中继等分功率发射信号时，用γ_JK和Γ_JK，JK∈{SR,RD,SD}，分别表示各支路的瞬时信噪比和平均信噪比。由于信道符合瑞利衰落，各瞬时信噪比符合如下指数分布：

$f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{JK}\right)=\frac{1}{{\mathrm{\&Gamma;}}_{JK}}\exp (-\frac{{\mathrm{\&gamma;}}_{JK}}{{\mathrm{\&Gamma;}}_{JK}}),{\mathrm{\&gamma;}}_{JK}\&GreaterEqual;0,JK\&Element;\{SD,SR,RD\}---1$

从而当采用上述三种实施方式产生源节点S和中继的功率修正系数α_S和α_R时，S＝D、S→R和R→D支路实际的每比特瞬时信噪比分别记为γ′_SD＝α_Sγ_SD、γ′_SR＝α_Sγ_SR、γ′_RD＝α_Rγ_RD。S→D、S→R和R→D支路实际的每比特平均信噪比分别记为Γ′_SD＝α_SΓ_SD、Γ′_SR＝α_SΓ_SR、Γ′_RD＝α_RΓ_RD。

上述实施三种实施方式中的调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM，源节点S和中继调制阶数分别用M_S和M_R表示，每符号包含的比特数分别为k_S＝log₂M_S，k_R＝log₂M_R。M-QAM信号星座点间的最小欧氏距离为

$d_M=\sqrt{\frac{3{\log }_{2}M}{2(M-1)}}.---\left(1\right)$

目的节点在收到各支路信号后，采用选择合并器对其进行合并，这里采用系数β＝(d_MR/d_MS)²对各支路不同调制阶数信号的信噪比进行修正。从而目的节点将根据如下规则选择某一路信号作为合并器的输出：

上述三种实施方式中的误比特率分析：

对基于格雷码的方形M-QAM调制信号，当瞬时信噪比为γ时，其误比特率可近似为

$P_M\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=\frac{1}{2}{c}_{M}erfc\left(\sqrt{d_M^2\mathrm{\&gamma;}}\right)=c_{M}Q\left(\sqrt{2d_M^2\mathrm{\&gamma;}}\right)---\left(3\right)$

其中

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_M=2\frac{\sqrt{M}-1}{\sqrt{M}{\log }_2\sqrt{M}}---\left(4\right)$

设P_SD、P_SRD分别为S→D、S→R→D支路的瞬时误比特率，则已知T0(γ_SD，γ_SR，γ_RD)瞬时误比特率时，选择合并器的瞬时误比特率可表示为

$P_{T0}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)=\{\begin{array}{cc}{P}_{SD}=P_{MS}\left({\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right),& {\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\&GreaterEqual;{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\\ P_{SRD}=P_{MS}\left({\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}\right)+(1-2P_{MS}({\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}\left)\right)P_{MR}\left({\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right),& {\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}<{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\end{array}.---\left(5\right)$

根据信道反馈信息的不同，设中继已知两种信道状态信息：T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)和T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)。下面对这两种情况下的误比特率进行分析。

1、已知T1时智能中继的误比特率分析

对选择合并器的瞬时误比特率P_T0在γ_SD上做平均可得已知T1时的误比特率为

$\begin{array}{c}{P}_{T1}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)=E_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}}\&lsqb;P_{T0}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)\&rsqb;\\ ={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{DS}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}\end{array}---\left(6\right)$

计算第一部分积分可得

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD})\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}\right)\end{array}---\left(7\right)$

计算第二部分积分可得

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}\left)\right)---\left(8\right)$

将(8)和(9)代入(7)即可得已知T1时智能中继的误比特率。

2、已知T2时智能中继的误比特率分析

对P_T0在γ_SD和γ_RD上做平均可得已知T2时的误比特率为

$\begin{array}{c}{P}_{T2}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)=E_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD},{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\&lsqb;P_{T0}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)\&rsqb;=E_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\&lsqb;P_{T1}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)\&rsqb;\\ ={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&alpha;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\end{array}---\left(9\right)$

计算第一部分积分可得

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})\end{array}---\left(10\right)$

计算第二部分积分可得

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\left)\right)\&times;\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}---\left(11\right)$

将(11)和(12)代入(10)即可得已知T2时智能中继的误比特率。

利用(7)和(10)给出的中继已知两种信道状态信息时的误比特率公式，可给出下面三种智能中继方案，以求解最优的α_S和α_R，最小化误比特率。表1所示为三种智能中继方案功率修正系数的取值范围。

表1上述三种实施方式中的的功率修正系数

	αS	αR	限制条件
				具体实施方式一：功率分配的智能中继方法	(0,2]	[0,2)	αS+αR＝2
具体实施方式二：功率控制的智能中继方法	1	[0,1]	无
				具体实施方式三：基于信噪比的选择转发的方法	1	0或1	无

1、采用功率分配的智能中继方法：中继根据信道状态信息，寻找最优的功率分配系数，在源和中继之间分配总的发射功率，以最小化系统误比特率。该优化问题可表述为：

${\mathrm{\&alpha;}}_R^{opt}=\underset{{\mathrm{\&alpha;}}_R\&Element;\&lsqb;0,2)}{\arg \min }{P}_{Ti}(2-{\mathrm{\&alpha;}}_R,{\mathrm{\&alpha;}}_R),i=1,2---\left(12\right)$

2、采用功率控制的智能中继方法：源节点发射功率不变，中继寻找最优的功率修正系数，连续地调整自身的发射功率。该优化问题可表述为：

${\mathrm{\&alpha;}}_R^{opt}=\underset{{\mathrm{\&alpha;}}_R\&Element;\&lsqb;0,1\&rsqb;}{\arg \min }{P}_{Ti}(1,{\mathrm{\&alpha;}}_R),i=1,2---\left(13\right)$

式(17)和(18)的最优解可通过黄金分割搜索法容易地得到。

3、基于信噪比的选择转发方法。中继仅在满足如下条件时才转发：

P_Ti(1,1)<P_Ti(1,0),i＝1,2 (14)

即中继仅在协作的误比特率小于直接传输时才参与协作转发信号。

从图4、图5、图6和图7中可以看出，与α_S＝α_R＝1的固定功率方案相比，当瞬时信噪比γ_SR较低，即S→R信道的传输不可靠时，上述三种实施方式都可以通过降低中继的发射功率(α_R<1)，降低系统的误比特率，消除错误传播的影响。而尽管在γ_SR较低时，具体实施方式一的方法与具体实施方式二的方法求得的系数α_R非常接近，但由于在具体实施方式一的方法中若中继降低功率，源节点可以获得更大的发射功率，因此其性能要比具体实施方式二的方法好。而具体实施方式二的方法相比具体实施方式三的方法，性能差异很小，只能在基于信噪比的转发方案的信噪比门限附近获得一点可靠性的增益。在高信噪比情况下，对于具体实施方式一的方法，已知T2时，系数α_R<1且性能与其它两种实施方式一致；而已知T1时，系数α_R能接近2且误比特率大大下降了，即R→D支路的瞬时信噪比信息能给具体实施方式一的方法带来明显的增益。

Claims (3)

1.基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，其特征在于，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用功率分配的智能中继方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤A1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤A2：采用功率分配的智能中继方法，求得最优的功率修正系数α_S和α_R；

步骤A3：源节点S和中继节点R根据功率修正系数α_S和α_R调整发射功率传输信号；

步骤A4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用功率分配的智能中继方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}$

其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)，

$P_{MS}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2\mathrm{\&gamma;}}\right),P_{MR}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{MR}Q\left(\sqrt{2d_{M_R}^2\mathrm{\&gamma;}}\right);$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD})\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}\left)\right);$

使误比特率P_T1(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S∈(0,2]，α_R∈(0,2]，α_S+α_R＝2；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}}\left)\right)\&times;\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

使误比特率P_T2(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S∈(0,2]，α_R∈(0,2]，α_S+α_R＝2。

2.基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，其特征在于，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用功率控制的智能中继方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤B1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤B2：采用功率控制的智能中继方法，求得最优的功率修正系数α_R；

步骤B3：源节点S的发射功率不变，中继节点R根据功率修正系数α_R调整发射功率传输信号；

步骤B4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用功率控制的智能中继方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}$ 其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)，

$P_{MS}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2\mathrm{\&gamma;}}\right),P_{MR}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{MR}Q\left(\sqrt{2d_{M_R}^2\mathrm{\&gamma;}}\right);$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD})\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}\left)\right);$

使误比特率P_T1(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S＝1，α_R∈[0,1]；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}}\left)\right)\&times;\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

使误比特率P_T2(α_S,α_R)最小，采用黄金分割搜索法求得最优的功率修正系数α_S和α_R，其中α_S＝1，α_R∈[0,1]。

3.基于选择合并的解码转发协作系统的信号智能转发方法，其特征在于，所述方法是基于单中继的解码转发协作系统和采用于基于信噪比的选择转发的方法实现的，所述系统包括源节点S、中继节点R和目的节点D，上述节点仅装配单根天线且工作于半双工模式，S→R支路、R→D支路和S→D支路均为符合独立非同分布的Rayleigh块衰落信道，

它包括如下步骤：

步骤C1：利用源节点S和中继节点R发送训练序列的方法，中继节点R获得信道状态信息T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)或T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)；其中，Γ_SD为S→D支路的平均信噪比，γ_SR为S→R支路的瞬时信噪比，γ_RD为R→D支路的瞬时信噪比，Γ_RD为R→D支路的平均信噪比；

步骤C2：采用于基于信噪比的选择转发的方法，求得最优的功率修正系数α_R；

步骤C3：源节点S的发射功率不变，中继节点R根据功率修正系数α_R调整发射功率传输信号；

步骤C4：目的节点D收到各支路信号后，采用选择合并器输出合并后的信号：

其中， $\mathrm{\&beta;}={(d_{M_R}/d_{M_s})}^2,$

M_S为源节点S的调制阶数，M_R为中继的调制阶数，γ_SD为S→D支路的瞬时信噪比；调制方式采用基于格雷码的方形M-QAM调制；

所述采用于基于信噪比的选择转发的方法为：

当中继节点R获得信道状态信息为T1(Γ_SD，γ_SR，γ_RD)时，此时的误比特率P_T1(α_S,α_R)为：

$P_{T1}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}{P}_{SRD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD},$

其中，P_SD为S→D支路的瞬时误比特率，P_SD＝P_MS(α_Sγ_SD)

S→R→D支路的瞬时误比特率P_SRD＝P_MS(α_Sγ_SR)+(1-2P_MS(α_Sγ_SR))P_MR(α_Rγ_RD)，

$P_{MS}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2\mathrm{\&gamma;}}\right),P_{MR}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=c_{MR}Q\left(\sqrt{2d_{M_R}^2\mathrm{\&gamma;}}\right);$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T1}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}={\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{SD}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}\right)\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}})-c_{MS}\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}Q\left(\sqrt{2(1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD})\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}}\right)\end{array},$

以中间变量表示

$P_{T1}^2=P_{SRD}{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}=0}^{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}/{\mathrm{\&alpha;}}_S}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{SD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{SD}=P_{SRD}(1-\exp (-\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}\left)\right);$

当P_T1(1,1)<P_T1(1,0)时，α_R＝1，否则α_R＝0；

当中继节点R获得信道状态信息为T2(Γ_SD，γ_SR，Γ_RD)时，此时的误比特率P_T2(α_S,α_R)为：

$P_{T2}({\mathrm{\&alpha;}}_S,{\mathrm{\&alpha;}}_R)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}+{\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^1={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{1}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =\frac{1}{2}{c}_{MS}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{1+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}})\\ -\frac{1}{2}{c}_{MS}\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})\end{array},$

以中间变量表示

$\begin{array}{c}{P}_{T2}^2={\&Integral;}_{{\mathrm{\&gamma;}}_{RD}=0}^{\mathrm{\&infin;}}{P}_{T1}^{2}f\left({\mathrm{\&gamma;}}_{RD}\right){\mathrm{d\&gamma;}}_{RD}\\ =c_{MS}Q\left(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SR}}\right)\left(\frac{{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}\right)+(1-2c_{MS}Q(\sqrt{2d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&gamma;}}_{SD}}\left)\right)\&times;\\ \left(\frac{1}{2}{c}_{MR}\right(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{1+d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}})-\frac{1}{2}{c}_{MR}\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}(1-\sqrt{\frac{d_{M_R}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}{{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}+{\mathrm{\&beta;\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}+d_{M_S}^2{\mathrm{\&alpha;}}_S{\mathrm{\&alpha;}}_R{\mathrm{\&Gamma;}}_{SD}{\mathrm{\&Gamma;}}_{RD}}}\left)\right)\end{array}$

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{\mathrm{\&infin;}}{e}^{-t^2/2}dt,c_{MR}=2\frac{\sqrt{M_R}-1}{\sqrt{M_R}{\log }_2\sqrt{M_R}},c_{MS}=2\frac{\sqrt{M_s}-1}{\sqrt{M_s}{\log }_2\sqrt{M_s}};$

当P_T2(1,1)<P_T2(1,0)时，α_R＝1，否则α_R＝0。