CN103257335A - 在多径以及其它信号噪声干扰环境下的信号强度室内测距方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了在多径以及其它信号噪声干扰环境下的信号强度室内测距方法，其包括如下步骤：（1）首先布置一个测距节点，再布置一个目标节点；由目标节点向测距节点发射电磁波，并由测距节点接受该电磁波；（2）在测距节点，利用在不同信道上面测量的信号强度来建立电磁波接收模型；（3）利用建立完成的一条直射路径和多条反射路径完成接收端电磁场叠加模型；（4）利用离散傅立叶变换DFT原理，对电磁场叠加模型进行求解，得到直射距离，反射系数和反射距离。本发明既能保证测距准确，而且硬件代价不高可以适用于很多的应用场景。

Description

在多径以及其它信号噪声干扰环境下的信号强度室内测距方法

技术领域

本发明涉及一种室内测距技术，具体涉及一种基于信号强度的室内测距方法。

背景技术

随着目标距离测量技术的发展，目标的距离测量已经从古老的皮尺测量发展到了现在先进的激光测距系统。在实际应用中，激光测距系统的精度已经小于1cm。从而先进的测距技术在军事，民用，航空航天等很多领域都发挥着重要的作用。但是，激光测距系统需要目标与测量器械对准。而，在诸如定位等测距要求中，目标大多是移动的。而激光测距系统跟踪测量一个或者多个移动目标的距离目前仍存在技术问题。目前，目标距离测量的方法主要包括，到达时间测量和信号能量测量，到达角度测量等多种方式。

到达角度定位方法是根据信号到达的角度进行测距的。首先在室内的屋顶上面设置3个智能天线。当一个测距目标进入测距区域，3个智能天线开始测量测距目标所发出信号的到达角度。经过角度的整合，室内测距系统将会获知目标在感知区域里面的位置以达到测距的目的。基于到达角度的测距方法有3个不足。首先，可以感知无线电到达角度的天线是非常昂贵的，这并不有利于大规模室内测距系统的铺设和普及；其次，基于角度的室内测距系统仍然克服不了多径效应的影响，经过墙壁或者桌面等多种反射面的反射，信号将会分成多跳路径进行传输，而在接收端，不能够识别哪一条路径就是直线到达的路径。所以，测距的准确度将会大大的下降；最后，目前的可以测量角度的智能天线占地面积大，不适合在室内环境中安装。

接着是基于到达时间的测距方法。该方法利用信号的传输时间进行测量距离，并根据测量出来的距离进行测距。这种方法在水下的声纳系统中的具有广泛的应用。这是由于水下的特殊环境和声音独特的性质决定的。在水下环境中声音很稀少随意很容易辨别出目标声音。而且声音的速度为340m/s。所以可以通过反射的形式完成水下的目标的测距。但是，在室内环境中声音比较嘈杂，很难分别出目标声音。所以，有的工作在室内环境中利用电磁波的到达时间来进行测距。众所周知，电磁波的传播速度为3×10e8m/s。在室内短暂的传输距离中，由于电磁波的传播速度很快，所以很难判别出电磁波的传输时间。当然激光是可以利用相位判别出到达时间，但是结果要求发射端是接收端需要严格对准，这在室内环境中是难以达到的，所以该方法有局限性。另外，基于到达时间的测距方法的硬件开销比较大，难以形成大规模的普及。

还有一种比较传统的方法，就是利用信号的强度测量电磁波的传输距离。并根据这些传输距离寻找到目标的位置。电磁波在传播过程中会经历能量的衰减，衰减将会以一定的规律进行。室内测距系统就是根据衰减后的信号能量去反向判断信号走过的距离，接着根据这些距离来反推出目标的位置。但是，这种信号强度的方法在室内环境中，误差非常大。这主要也是因为多径效应的影响，因为各种反射面的原因，直线信号传输将会分成很多路传输；最后这些路径在接收端叠加在一起，信号的能量将会大大改变，由此依据信号能量进行测距的能量测距方法将会非常不准确。这导致很少有室内测距系统使用该方法。不过，能量测距方法具有独到的优点，这是因为能量测距方法仅仅利用信号的能量，对硬件没有特别的要求。目前铺设的wifi系统已经足以满足其硬件要求。

有一种基于指纹的无线定位方法，在基于接受信号能量的同时，绕开了多径效应影响。该方法是基于预先记录环境中每一点的信号强度，接着根据目标实测的信号强度值与记录好的信号强度值进行匹配，算出目标自己的位置。但是这种方法需要预先测量出每个位置的信号强度，并且环境的变化对测量结果影响很大。

发明内容

本发明针对现有室内目标距离测量方法中所存在的问题，而提供一种基于信号强度室内测距方法。该测距方法既能保证测距准确，而且硬件代价不高可以适用于很多的应用场景。

为了达到上述目的，本发明采用如下的技术方案：

在多径以及其它信号噪声干扰环境下的信号强度室内测距方法，所述测距方法包括如下步骤：

（1）首先布置一个测距节点，再布置一个目标节点；由目标节点向测距节点发射电磁波，并由测距节点接受该电磁波；

（2）在测距节点，利用在不同信道上面测量的信号强度来建立电磁波接收模型；

（3）利用建立完成的一条直射路径和多条反射路径完成接收端电磁场叠加模型；

（4）利用离散傅立叶变换DFT原理，对电磁场叠加模型进行求解，得到直射距离，反射系数和反射距离。

在本发明的优选实例中，所述步骤（2）中的电磁波接收模型包括直射路径模型和反射路径模型。

进一步的，所述直射路径模型为：

$M_{\mathrm{LoS}}\left(t\right)=\frac{\sqrt{S_t{W}_t{W}_r}}{\sqrt{4\mathrm{\π}}d}\sin (\frac{2\mathrm{\πc}}{\mathrm{\λ}}t+2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}})---\left(1\right)$

其中，S_t是发送功率，W_t是发送天线增益，W_r是接受天线增益，λ是电磁波的波长，d为传输路径的长度，S_t，W_t，W_r是常数；且接收端接受的功率与信号的波长成正比，与传输路径长度成反比。

进一步的，所述反射路径模型为：

$M_{\mathrm{NLoS}}\left(t\right)=L\frac{\sqrt{S_t{W}_t{W}_r}}{\sqrt{4\mathrm{\π}}d}\sin (\frac{2\mathrm{\πc}}{\mathrm{\λ}}t+2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}})---\left(2\right)$

其中，d为传输路径，L为反射系数。

本发明提供的方法基于能量测距原理，但有能够解决能量方法准确性不足问题，故本发明提供的方法既能保证测距准确，而且硬件代价不高可以适用于很多的应用场景。

附图说明

以下结合附图和具体实施方式来进一步说明本发明。

图1为本发明中直射路径与反射路径叠加示意图；

图2为本发明涉及定位系统的结构框图；

图3为本发明中三点定位系统示意图。

具体实施方式

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。

本发明提供的基于信号强度室内测距方法能够在多径以及其它信号噪声干扰环境下实现准确测距，其具体的实现方法如下：

A1、首先布置一个测距节点，再布置一个目标节点。由目标节点向测距节点发射电磁波，并由测距节点接受该电磁波。

A2、在接收端（即测距节点）建立电磁波接收模型，该电磁波的模型如下：

$M_{\mathrm{LoS}}\left(t\right)=\frac{\sqrt{S_t{W}_t{W}_r}}{\sqrt{4\mathrm{\π}}d}\sin (\frac{2\mathrm{\πc}}{\mathrm{\λ}}t+2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}})---\left(1\right)$

其中，S_t是发送功率，W_t是发送天线增益，W_r是接受天线增益，λ是电磁波的波长，d为传输路径的长度；接收端接受的功率与信号的波长成正比，与传输路径长度成反比。因为发送的电磁波的波长是已知的，而S_t，W_t，W_r是常数不变的。

A3、在电磁波非直射或者成为折射的电磁波传输路径中时，公式（1）改变为公式（2），在公式（2）中，d仍未传输路径，而L为反射系数。

$M_{\mathrm{NLoS}}\left(t\right)=L\frac{\sqrt{S_t{W}_t{W}_r}}{\sqrt{4\mathrm{\π}}d}\sin (\frac{2\mathrm{\πc}}{\mathrm{\λ}}t+2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}).---\left(2\right)$

这样直射路径和反射路径的信号开始叠加形成接收端电磁场叠加模型（如图1所示）。

当仅有1条反射路径d2的时候，公式（1）式加（2）式可以推导出接受信号强度公式（3）。

$s\left(\mathrm{\λ}\right)=C{\mathrm{\λ}}^2\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{(M_1\left(t\right)+M_2\left(t\right))}^2}{N}$

$=C{\mathrm{\λ}}^2(\frac{1}{2{d_1}^2}+\frac{{L_2}^2}{2{d_2}^2}+\frac{L_2}{d_1{d}_2}\cos \left(\frac{d_1-d_2}{\mathrm{\λ}}\right))---\left(3\right)$

对s(λ)做离散傅立叶变换得：

$Q\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{s}}_n}{C{{\mathrm{\λ}}_n}^2}\·e^{-i2\mathrm{\π}\frac{k}{N}n},k=1,...,N---\left(4\right)$

接着通过，傅立叶变换后的非0谐波系数Q(0),Q₁，

来求解d₁，d₂，L₂

$\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{2{d_1}^2}+\frac{{L_2}^2}{2{d_2}^2}=Q\left(0\right)\\ \frac{L_2}{d_1{d}_2}=Q_1\\ d_2-d_1=\underset{k}{\arg }\left(Q_1\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

实际的波形和做过傅立叶变换后的波形Q(0),Q₁，

都是傅立叶变换后导出的系数。这样就可以通过这些系数解得d1，d2和L₂。

A4、如果有3条反射路径，叠加的结果变为

$s\left(\mathrm{\λ}\right)=C{\mathrm{\λ}}^2\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{(M_1\left(t\right)+M_2\left(t\right)+M_3\left(t\right))}^2}{N}$

$=C{\mathrm{\λ}}^2(\frac{1}{2{d_1}^2}+\frac{{L_2}^2}{2{d_2}^2}+\frac{{L_3}^2}{2{d_3}^2}+\frac{L_2}{d_1{d}_2}\cos \left(\frac{d_1-d_2}{\mathrm{\λ}}\right)---\left(6\right)$

$+\frac{L_3}{d_1{d}_3}\cos \left(\frac{d_1-d_3}{\mathrm{\λ}}\right)+\frac{L_2{L}_3}{d_2{d}_3}\cos \left(\frac{d_2-d_3}{\mathrm{\λ}}\right)$

通过找出第一大，第二大和第三大的反射系数Q1，Q2，和Q3我们可以解出d1来。

$Q_1=\frac{L_2}{d_1{d}_2},$ $Q_2=\frac{L_3}{d_1{d}_3},$ $Q_3=\frac{L_2{L}_3}{d_2{d}_3}---\left(7\right)$

$d_1=\sqrt{Q_3/Q_1\·Q_2}---\left(8\right)$

由此发射端与接受端之间的最短直线距离d1被解出。

A5、如果一共有M个反射路径，那么由（1）式和（2）式叠加在一起，公式变成了：

$s\left(\mathrm{\λ}\right)=C{\mathrm{\λ}}^2(\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{L_m}{2{d_m}^2}+\underset{m\≠m\text{'}}{\mathrm{\Σ}}\frac{L_m{L}_{m\text{'}}}{d_m{d}_{m\text{'}}}\cos \left(\frac{d_m-{d_m}^{\′}}{\mathrm{\λ}}\right))---\left(9\right)$

和

$Q\left(0\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=1}^M\frac{{\mathrm{\Γ}}_m}{2{d_m}^2},$ $Q_1=\frac{L_2}{d_1{d}_2},$ $Q_2=\frac{L_3}{d_1{d}_3},$ $Q_3=\frac{L_2{L}_3}{d_2{d}_3},$ $Q(d_m-d_{m\text{'}})=\frac{L_m{L}_{m\text{'}}}{d_m{d}_{m\text{'}}}---\left(10\right)$

d1的求法也应该为：

L_m ²/d_m ²≈Q(d_m-d₁)²/2Q(0)                                (11)

L_m

上述中的，

的意思为幅值为Q1的DFT频域值所对应的横坐标。但是在实际中，如果是理想无噪声仿真图形，那么d1的结果应该为可以得到顺利的解出。但是在实际中，因为有噪声的存在，本来幅值就不是很高的

很容易淹没在噪声之中，从而对d1的求解结果造成极其不稳定的影响。所以，需要更换一种对于d1的求解方式。由于在实际中， $\frac{1}{{d_1}^2}>>\frac{{L_m}^2}{{d_m}^2},$ 所以由

$\frac{{L_m}^2}{{d_m}^2}=\frac{L_m}{d_1{d}_m}\·\frac{L_m}{d_1{d}_m}/\frac{1}{{d_1}^2}=Q{(d_m-d_1)}^2/\frac{1}{{d_1}^2}$

$\frac{1}{{d_1}^2}\≈\frac{1}{{d_1}^2}+{\mathrm{\Σ}}_{m=2}^M\frac{{L_m}^2}{{d_m}^2}=2Q\left(0\right)$

L_m ²/d_m ²≈Q(d_m-d₁)²/2Q(0)

结合以上三式，可以推导出公式（12）

$d_1=1/\sqrt{2Q\left(0\right)-{\mathrm{\Σ}}_{m=2}^M\frac{{L_m}^2}{{d_m}^2}}$

$\≈1/\sqrt{2Q\left(0\right)-{\mathrm{\Σ}}_{m=2}^{M}Q{(d_m-d_1)}^2/2Q\left(0\right)}---\left(12\right)$

由该方法求解出来的d1将不受

值很小的干扰。最终可以求解出直射距离d1。

通过上述方案可知，本发明提供给的基于频率多样性的信号强度室内测距方法在室内测距中完全解决了信号强度室内测距方法的准确性不足的问题。在降低成本的同时，还具有较高的目标位置分辨能力。

基于上述方案，在室内进行精确定位的实施过程如下：

该实例中，具体的方案基于一定位系统实施，该系统的结构框图如图2所示，该定位系统由三部分组成：

第一部分为天线功率、增益的识别和测量部分101，该部分用于识别和测量天线的发射功率、接收功率和天线增益。该部分主要由通过三方面来获得相关信息：1是硬件说明书；2是与其他硬件结果进行对比；3是在吸波环境中测量。

第二部分为信号强度测量部分102，进行跳频测量信号强度。该部分通过改变信号来进行信号强度的测量。

第三部分为，对测量后的信号强度进行整合和相应的计算。该部分主要是根据第二部分得到的测量结果，形成相应与直射距离，反射距离和反射系数之间相关的方程组，对其进行求解，并根据求解结果形成三角定位，并将定位结果进行显示。

具体在室内定位场景中的：

1、首先通过硬件说明书，其他硬件结果对比，以及吸波环境中测量等方法来获取系统的C值，C等于发射功率×发射增益×接受增益。

2、接着发送端利用不同的频率向接收端发送信号，并且接收端在这些频段上面接受这些信号的能量。

3、利用上述方法来对接收到的信号来进行傅立叶变换，并把反射路径的条数设为5，接着利用上述的步骤A5，得到直射路径距离距离d1。

4、利用图3所示的传统三点定位方法就可以得到室内定位中目标的位置。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (4)

1.在多径以及其它信号噪声干扰环境下的信号强度室内测距方法，其特征在于，所述测距方法包括如下步骤：

（1）首先布置一个测距节点，再布置一个目标节点；由目标节点向测距节点发射电磁波，并由测距节点接受该电磁波；

（2）在测距节点，利用在不同信道上面测量的信号强度来建立电磁波接收模型；

（3）利用建立完成的一条直射路径和多条反射路径完成接收端电磁场叠加模型；

（4）利用离散傅立叶变换DFT原理，对电磁场叠加模型进行求解，得到直射距离，反射系数和反射距离。

2.根据权利要求1所述的在多径以及其它信号噪声干扰环境下的信号强度室内测距方法，其特征在于，所述步骤（2）中的电磁波接收模型包括直射路径模型和反射路径模型。

3.根据权利要求2所述的在多径以及其它信号噪声干扰环境下的信号强度室内测距方法，其特征在于，所述直射路径模型为：

$M_{\mathrm{LoS}}\left(t\right)=\frac{\sqrt{S_t{W}_t{W}_r}}{\sqrt{4\mathrm{\π}}d}\sin (\frac{2\mathrm{\πc}}{\mathrm{\λ}}t+2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}})---\left(1\right)$

其中，S_t是发送功率，W_t是发送天线增益，W_r是接受天线增益，λ是电磁波的波长，d为传输路径的长度，S_t，W_t，W_r是常数；且接收端接受的功率与信号的波长成正比，与传输路径长度成反比。

4.根据权利要求2所述的在多径以及其它信号噪声干扰环境下的信号强度室内测距方法，其特征在于，所述反射路径模型为：

$M_{\mathrm{NLoS}}\left(t\right)=L\frac{\sqrt{S_t{W}_t{W}_r}}{\sqrt{4\mathrm{\π}}d}\sin (\frac{2\mathrm{\πc}}{\mathrm{\λ}}t+2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}})---\left(2\right)$

其中，d为传输路径，L为反射系数。

Images