CN103256044A - 一种随钻声波信号处理装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种随钻声波信号处理装置，针对精确控制前端井下声波换能器接收到的声波信号幅度增益，采用了程控3dB衰减、前置程控增益放大以及后置程控增益放大的设计，从而保证经过随钻声波信号处理装置处理后的声波信号能够达到后续处理时对幅度的要求；针对消除信号中的干扰成分，采用了差分放大电路、带通滤波电路的设计，以降低随钻声波信号处理装置自身的噪声水平，提高噪声抑制能力，保证能够在井下高温恶劣环境中稳定工作。在本发明中还设计了自动增益控制模块，能够根据当前增益值以及当前采样数据的大小计算出下次采样所需的增益值，输出控制码，发送到程控增益控制网络完成自动增益控制。

Description

一种随钻声波信号处理装置

技术领域

本发明属于测井小信号处理技术领域，更为具体地讲，涉及一种适合在井下高温恶劣环境中工作的随钻声波信号处理装置。 

背景技术

随钻测井（Logging While Drilling，简称LWD）是近年来迅速崛起的先进测井技术，它集钻井技术、测井技术、油藏描述等多学科为一体，在钻井的同时完成测井作业，减少了井场钻机占用时间，从钻井—测井一体化服务中节省成本。在钻井的同时进行地层参数测量，地层暴露时间短，测井时间是在轻微侵入甚至没有侵入的情况下获得的，避免了电缆测井中的泥饼影响，更接近地层的真实情况。在某些特殊的地质环境下，例如松软地层或者高压地层，随钻测井是唯一可选的测井施工方法。 

据国外资料统计，海上钻井作业中使用LWD的比例高达95%，每年测井服务产值已经占到整个测井行业产值的25%以上。随钻测井技术的应用范围已从海上钻井逐步向内陆钻井扩展，国内测井界专家经过评估之后均认为随钻测井技术是21世纪初中国油气关键技术之一。 

随钻声波测井是随钻测井的关键技术之一。由于钻铤的存在占据了井眼的大部分空间，恶劣的钻井环境等因数严重的影响了声波的传播特征，因而不能将传统电缆声波测井的方法和结论直接应用到随钻声波测井上。随钻声波测井技术的实现相比于随钻电阻率测井、随钻中子测井要晚4~6年，主要原因是要消除强振幅的仪器波和钻井噪声对地层波形的影响，随钻声波信号处理装置需要提高抗干扰能力，能够在井下高温恶劣环境中稳定工作。 

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种适合在井下高温恶劣环境中工作的随钻声波信号处理装置，以精确控制接收到的微弱声波信号的增益，并提高抗干扰的能力，满足声波信号后续处理的要求。 

为实现以上目的，本发明随钻声波信号处理装置，包括： 

四个相同的差分放大模块，分别接收前端井下声波换能器所产生的四对带有强背景噪声的微弱差分声波信号，并将输入的差分声波信号变成一路单端声波信号输出，以消除差分声波信号中的共模干扰成分并对输入的微弱差分声波信号的幅度进行一定倍数的放大； 

四个相同的程控增益控制网络，每个程控增益控制网络由程控3dB衰减模块、前置程控增益放大器、带通滤波器以及后置程控增益放大器组成，用于分别接收来自四个差分放大模块的单端声波信号，通过程控3dB衰减模块衰减、前置程控增益放大器放大、带通滤波器滤波和后置程控增益放大器放大后输出；其中，带通滤波器对前置程控增益放大器增益调节后的声波信号进行带通滤波，以进一步滤除声波信号通带外的高频噪声和直流分量； 

根据自动增益控制模块送入不同的控制码字，对程控3dB衰减模块、前置程控增益放大器、后置程控增益放大器衰减倍数或放大倍数进行调节，实现不同的衰减和放大，从而将单端声波信号幅度调节到所要求的范围之内，这个范围是指满足数据采样的幅度范围； 

一数据采集模块，四个相同的程控增益控制网络输出的单端声波信号以并行的方式传输到数据采集模块，数据采集模块对四路单端声波信号进行采样，得到四路声波采样数据，并通过数据总线在控制总线的控制之下传输到自动增益控制模块； 

一自动增益控制模块，该模块对接收到的四路声波采样数据进行处理，并依据当前的增益值以及四路声波采样数据的最大最小值计算出下一次采样的增益值，并转换为相应的控制码字，在100K时钟下，发送到程控增益控制网络； 

一数据压缩模块，利用一定的压缩比例，采用DCT压缩算法，将四路声波采样数据进行适当的压缩，然后把压缩完的采样数据以及数据采样模块的采集参数，比如采样率，采样延时等参数进行打包，封装成标准的系统数据格式，发送到存储板或者上传到测试盒； 

一内嵌自测试模块，用于随钻声波信号处理装置的自检，内嵌自测试模块由PWM调制信号产生模块和波形整形放大电路组成，其中PWM调制信号产生模块是用于产生数字的PWM调制信号，波形整形放大电路是用于对产生的 PWM调制信号进行整形并需要的幅度，最终产生自检所需频率和幅度的模拟自检信号，通过检测随钻声波信号处理装置对该模拟信号进行处理后得到的信号进行比较，以检验和校准随钻声波信号处理装置声波信号处理的准确性。 

本发明的目的是这样实现的： 

本发明随钻声波信号处理装置针对精确控制从前端井下声波换能器接收到的声波信号幅度增益，采用了程控3dB衰减、前置程控增益放大以及后置程控增益放大的设计，从而保证经过随钻声波信号处理装置处理后的声波信号能够达到后续处理时对幅度的要求；针对消除信号中的干扰成分，采用了差分放大电路、带通滤波电路的设计，以降低随钻声波信号处理装置自身的噪声水平，提高噪声抑制能力，保证能够在井下高温恶劣环境中稳定工作。在本发明中还设计了自动增益控制模块，能够根据当前增益值以及当前采样数据的大小计算出下次采样所需的增益值，输出控制码，发送到程控增益控制网络完成自动增益控制。 

另外由于采样数据量大，相似性低等特点设计了DCT压缩算法，能够对采样数据进行适当比例的压缩，最后为了满足系统自检的需求，采用了内嵌的自测试模块，此模块能够产生频率幅度均可调的精确自检信号，通过检测随钻声波信号处理装置对该模拟信号进行处理后得到的信号进行比较，以检验和校准随钻声波信号处理装置声波信号处理的准确性。 

附图说明

图1是本发明随钻声波信号处理装置模拟信号处理部分一具体实施方式的原理框图； 

图2是图1所示差分放大模块一具体实施方式的原理框图； 

图3是图1所示程控3dB衰减网络中反相衰减器一种具体实施方式的电路原理图； 

图4是图1所示程控3dB衰减网络的一种具体实施方式电路图； 

图5是图1所示的前、后置程控增益放大器一种具体实施方式电路原理图； 

图6是图1所示的前置程控增益放大器一种具体实施方式电路图； 

图7是图1所示带通滤波器的一种具体实施方式的电路图； 

图8是本发明随钻声波信号处理装置控制部分具体实施方式的原理框图。 

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。 

图1是本发明随钻声波信号处理装置模拟信号处理部分一具体实施方式的原理框图。 

在本实施例中，如图1所示，随钻声波信号处理装置模拟信号处理部分包括：差分放大模块2、程控增益控制网络3。其中，程控增益控制网络3由程控3dB衰减模块301、前置程控增益放大器302、带通滤波器303以及后置程控增益放大器304组成。前端井下声波换能器1所产生的四对带有强背景噪声的微弱差分声波信号S1~S4（在图1中只画出了一对即差分声波信号S1的处理过程，差分声波信号S2~S4的处理过程完全相同），经过差分放大模块2的处理，消除了声波信号中的共模干扰成分，并且将差分声波信号变成单端声波信号输出到程控增益控制网络3中，通过程控增益控制网络3中的程控3dB衰减模块301、前置程控增益放大器302以及后置程控增益放大器304将声波信号的幅度控制到所需要的范围之内，带通滤波器303用于滤除高频噪声和直流成分等干扰信号。 

在本实施例中，控制码字寄存器用于存放来自自动增益控制模块送入不同的控制码字，控制码字的不同位与程控3dB衰减模块、前置程控增益放大器、后置程控增益放大器对应，改变控制码字相应位的值即可调节衰减倍数或放大倍数。 

图2是图1所示差分放大模块一具体实施方式的原理框图。 

在本实施例中，如图2所示，差分放大模块是由AD公司提供的一款精密仪用放大器AD8226和外围电阻R₁、R₂、R₃和电容C₁、C₂、C₃组成。其中AD8226仪用放大器具有很宽的电源电压范围，来自相对供电轨的输入电压最高可达40V，且是“轨到轨”输出，因此其增益范围比较大，可以设置的范围为1-1000。 而且AD8226具有非常高的共模抑制比和非常好的输入保护，一般不需要附加的输入保护。外围电阻电容R₁、C₁和R₂、C₂分别构成一阶RC低通滤波器接入仪用放大器的正负输入端+IN、-IN用以滤除一些高频噪声。通过AD8226芯片外围跨在两个RG端的电阻R₃用以设置仪用放大器的具体放大倍数G，G＝1＋49.4KΩ/R₃，其中电阻R₃取不同的值得到不同的放大倍数，电容C3接在差分声波输入的两端，用于滤除高频噪声。 

图3是图1所示程控3dB衰减网络中反相衰减器的具体实施方式的电路原理图。 

我们知道运算放大衰减器的相关电路中，提倡必须保证运算放大器的闭环增益大于等于1，否则，会导致电路相位冗余度的减小以及电路不稳定等问题。 

在本实施例中，为了避免运算放大器的闭环增益小于1导致相位冗余度的减小、信号波形振荡以及电路不稳定等问题，3dB衰减网络主要采用了一种实现高性能反相衰减器的方式。在图3中，从运算放大器的角度来看，如果输入电阻R_g加上分压电阻R_a与衰减控制电阻R_b并联的值不大与反馈电阻R_f的值便可以保证运算放大器的增益永远不小于1。由于输入声波信号的幅度将会被分压电阻R_a与衰减控制电阻R_b并上输入电阻R_g组成的分压电路所减小，这就使得单端输入电路的总体增益小于1，起到实现信号衰减作用。电路的总体增益计算公式为： 

将这个表达式按照所要求的衰减量去选择合适的电阻阻值进行化简看起来将更加简单，在本实施例中，选取： 

$R_g=R_a=\frac{R_f}{2}$

这样取值可以保证运放的增益永远不小于1，此时化简得： 

通过这个方程我们可以看到在实际电路设计中，我们只需要取定电阻R_f的值和根据需要衰减的倍数，便可求出所需的电阻R_b的值。 

图4是图1所示程控3dB衰减网络的一种具体实施方式电路图。 

在本实施例中，如图4所示，程控3dB衰减网络是由一个八选一多路选择器ADG408和图3所示的反相衰减器实现的，反向衰减器包括分压电阻R_a、多个衰减控制电阻R_b、输入电阻R_g、反馈电阻R_f以及运算放大器；来自差分放大模块2的单端声波信号经过分压电阻R_a、多路选择器以及多路选择器选择的衰减控制电阻R_b连接到地，分压电阻R_a与衰减控制电阻R_b连接点分压输出并通过输入电阻R_g输入到运算放大器的负端，运算放大器的负端与输出端连接反馈电阻R_f，运算放大器的正端接地； 

多路选择器的选择控制端与控制码字寄存器相应位连接，根据控制码字寄存器相应位选择对应一路的衰减控制电阻R_b，实现程控衰减倍数的控制。 

在本实施例中，选择ADG408这种多路选择器主要考虑的原因有：该多路选择器导通电阻很小，最大的导通电阻不超过100Ω，不会给电路引入误差、并且功耗低，从而不会明显影响到电路的整体功耗、较快的开关转换速率。多路选择器ADG408由三个选择控制端A0~A2来控制在某一时刻选通八路中的一路，使得图4中所示衰减控制电阻R_b1、R_b2、R_b3、R_b4、R_b5、R_b6、R_b7、R_b8中的某一个接入反相衰减器作为图3实施例中所描述的R_b，八个不同的电阻作为R_b就使得衰减网络有八个不同的衰减档位，从而实现了由增益控制码字精确控制具体衰减倍数的目的。具体的控制码字位对应选通的衰减控制电阻R_b与得到的理论增益值见下表1的3dB衰减模块程控增益控制表。 

表1 

图5是图1所示的前、后置程控增益放大器一种具体实施方式电路原理图。 

在本实施例中，如图5所示，前、后置程控放大器采用同相比例运算电路，根据运算放大器的“虚短”和“虚断”的概念有： 

$\frac{0-\mathrm{Ui}}{R_1}\≈\frac{\mathrm{Ui}-\mathrm{Uo}}{R_f}$

则输出电压Uo与输入电压Ui的关系为： 

$\mathrm{Uo}=(1+\frac{R_f}{R_1})\·\mathrm{Ui}$

即Uo与Ui同相并成比例，其比例系数为： 

$A=\frac{\mathrm{Uo}}{\mathrm{Ui}}=1+\frac{R_f}{R_1}$

所以合适的选取R₁和R_f的值就可以得到想要的放大倍数，正是利用自动增益控制模块发送不同的控制码字来选择不同的电阻R₁和R_f使得电路得到不同的放大倍数，实现程控放大目的。 

需要指出的是，在同相比例运算电路中，运算放大器两输入端的对地电压都不为零，而是输入信号Ui，此为共模信号，因此在选用集成运算放大器时，要求运算放大器允许的共模输入电压比较高，且具有较高的共模抑制比。在本实施例中选取的是AD公司提供的一款低功耗、“轨到轨”输出的精密运放AD8641，该芯片具有较高的共模抑制比，能够消除一些共模信号的干扰，十分满足设计要求。 

图6是图1所示的前置程控增益放大器一种具体实施方式电路图； 

需要说明的是如图1所示，前置程控增益放大器和后置程控增益放大器之间是图7所示的带通滤波网络，由于两个程控增益放大器采用的是完全相同的电路结构，所以只需描述其中前置程控增益放大器，后置程控增益放大器不再赘述。 

在本实施例中，如图6所示，程控增益放大模块由图5所示的同相比例运算放大器和一个“双四选一”的多路选择器ADG409搭建而成的。多路选择器ADG409的导通电阻很小，不会给电路引入误差，由于它是一款具有“双四选一”功能的多路选择器，所以多路选择器ADG409是由两个控制端A0、A1控制，每一次是同时选通一对通道到地（S1B~S4B端到DB端）、到输出端（S1A~S4A 到DA端），即是说，每一次同时选通一对电阻((0,0)；(R₁,R_f1)；(R₁,R_f2)；(R₁,R_f3))分别充当图5中所描述的R₁和R_f。 

自动增益控制模块发送的控制码字不同，每次选通的充当R₁和R_f的电阻就会不同从而使得整个放大模块的放大倍数就会不同。该程控增益放大器四个放大档位，分别是0db、9db、18db、24db，由自动增益控制模块发送的增益控制码字

位来控制具体的放大档位。图6所示电路中的具体的控制码字位对应选通充当R₁和R_f电阻以及得到的理论增益详见表2程控增益放大器增益控制表 

表2 

在本实施例中，需要注意的是控制码字的

位会同时控制前置程控放大模块和后置程控放大模块。也就是说，两个前、后置程控增益放大器是同时工作的，那么实现的放大档位就是前后置程控增益放大模块实现的增益相加，即：0dB、18dB、36dB、48dB。 

图7是图1所示带通滤波器的一种具体实施方式的电路图。 

如图1所示，带通滤波器303接收程控3dB衰减模块301和前置程控增益放大器302输出的程控增益调节后的随钻声波信号，并进行进一步滤除高频噪声。 

在本实施例中，带通滤波器303是由低噪声的运放和一些容阻器件搭建而成的，可有效滤除随机高频噪声。带通滤波器303性能的好坏极大地反映了整个信号处理电路的通道一致性性能。若通道间波形在幅度和相位上有较大的差异，将很大程度上降低时差和首波到时等数据的测量精度。带通滤波器电路的器件筛选中，除了考虑一般的功能性指标外，着重衡量器件的耐高温、低噪声、低温漂、高精度等的特性。 

在本实施例中，带通滤波器是采用二阶巴特沃兹高通滤波器级联二阶巴特沃兹低通滤波器构成的四阶巴特沃兹结构的带通滤波器，并针对随钻声波测井特点设置带宽为5KHz～23KHz。如图7所示，为整个有源带通滤波器的连接示意 图，即一个二阶高通滤波器和一个二阶低通滤波器串联而成。他们的连接关系、工作原理皆为现有技术，在此不再赘述。 

图8是本发明随钻声波信号处理装置控制部分具体实施方式的原理框图。 

在本实施例中，控制部分总共包括四个模块，即数据采集模块4、自动增益控制模块5、数据压缩模块6以及内嵌自测试模块7。 

四对带有强背景噪声的微弱差分声波信号经过随钻声波信号处理装置的模拟部分处理后输出到数据采样模块4进行采样，得到四路声波采样数据输出到自动增益控制模块5。自动增益控制模块5对四路声波采样数据进行处理，根据当前的增益值计算出下一次采样将要使用的增益值。并且通过100K串行总线将增益值即控制码字发到程控增益控制网络3。另外自动增益控制模块5将四路声波采样数据以及计算结果通过数据总线发送到数据压缩模块6，将四路声波采样数据进行压缩处理，同时把采样率、单次采样的最大值最小值等信息打包到系统要求的标准格式，并且最终发送到存储板或者测试盒。 

对于内嵌自测试模块7，当采样模式选通为自测试模式的时候，内嵌自测试模块7就会产生频率和幅度可调的自检信号。模拟部分通过对自检信号进行处理，观察当前增益值以及采集数据大小可以判断随钻声波信号处理装置是否工作正常，是否对声波信号处理准确。 

在本实施例中，数据采样模块4依据随钻声波系统的采样要求：可以对四路模拟信号进行独立同步采样。数据采样模块4的采样芯片选取AD7656-1。此芯片能够同时对六路模拟信号进行独立同时采样，并且拥有高吞吐率、拥有高速串/并行接口等优点。另外为了能够在单端声波信号接收端达到阻抗匹配的效果以及更好的接收到单端声波信号，在进入采样芯片的输入端之前加入了跟随电路，此跟随电路是选用芯片OP4177来搭建的。对于采样芯片的参考电压2.5V，此电压可以通过外部参考电压来提供，选用的芯片是ADR421. 

数据采样模块4的数据采集过程如下：当四路单端声波信号到达数据采样模块4的时候，首先经过跟随器电路，利用跟随器电路输入阻抗高输出阻抗低的优点能够很好的把模拟信号接入到采样芯片。在AD7656芯片中，利用其引脚CONVSTA和CONVST B分别启动转换四路单端声波信号即采集端V1、V2、V3和V4，并且是同时启动，从而实现四路单端声波信号同步采样。在具体的 采样过程中，增益控制模块通过控制线发送转换启动脉冲到CONVST A和CONVST B启动转换。采样芯片就可以利用其片上振荡器，在CONVST的上升沿对所选通道进行同步转换。达到CONVST上升沿后，BUSY信号变为高电平，表明已开始转换。完成转换后（3μs后），BUSY信号恢复低电平。在BUSY信号的下降沿，输出寄存器载入新转换结果，并可从采样芯片读取数据。在读取数据的时候AD采样芯片提供了高速串口和高速并口，在此为了提高传输的效率，并且由于增益控制模块有丰富的IO资源，数据传输时候选取并行传输模式。采样芯片通过引脚CS\和RD\两个引脚来确定采样芯片数据传输的模式。当CS\和RD\两个引脚均处于低电平的时候，数据传输选择为并行传输。由于有四路单端声波信号，所以转换有四组声波采集数据，在传输的过程中需要传输四次，而传输的控制信号由自动增益控制模块5提供。 

在本实例中，对于自动增益控制模块5，随钻声波系统要求对声波采样数据有快速处理能力，以及有足够的空间缓存大量实时采样数据，最后还要把声波采样数据传输给数据压缩处理模块6，除此之外能够根据当前增益值来计算出下一次采样的增益值，并通过100K串口实时的把增益值即控制码字发送到程控增益控制网络。 

按照以上要求，在本实施例中，自动增益控制模块5的主芯片选取赛灵思公司的FPGA，型号为XC3S250E。此款芯片的有点：非常低的成本，高性能，高容量面向消费者的应用逻辑解决方案。能够非常好的满足随钻声波测井系统的要求。 

对于自动增益的目的是在人工不直接干预的情况下，保证我们比较关心的波形段电平饱和的情况尽可能少，同时波形的幅度又相对较大。为了简化软件设计，又能满足系统自动增益控制的目的，本实施例的下一次采样的增益值为： 

$\left\{\begin{array}{cc}S=\mathrm{MAX}\left(\right|f\left(i\right)\left|\right),& i=\mathrm{1,2},......,N-1,N\\ G_{\mathrm{next}}=G_{\mathrm{current}}+{\mathrm{\&Delta;G}}_{\mathrm{step}},& S<A_1\\ G_{\mathrm{next}}=G_{\mathrm{current}},& A_1\&le;S\&le;A_2\\ G_{\mathrm{next}}=G_{\mathrm{current}}-{\mathrm{\&Delta;G}}_{\mathrm{step}},& S>A_2\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中S为四组声波采集数据中的最大幅值，N为数据量，f(i)为采集到的四组声波采集数据，A₁为需要进行增大增益处理的最大幅度值，A₂为需要进行降 低增益处理的最小幅度值，G_current为当前增益值，G_next为下一次采样的增益值，△G_step为增益步进（step）。由式（1）可知，若是接收的四组声波采集数据最大幅度落在[A₁,A₂]范围内，就不需要调整，若是在[A₁，A₂]范围外，则根据给定的增益步进△G_step将信号的四组声波采集数据的最大幅值缩小或放大到[A₁，A₂]范围内。 

在本实施例中，自动增益控制模块5的增益控制实现如下：首先，由通过控制总线设定每次声波信号采集的最大值和最小值。在本实施例中，根据所使用的ADC可以确定信号电平的合理范围为6.36V~9V。其次，在自动增益控制模块5增益窗范围内对采集到的声波采集数据中取最大值，并和这个范围做比较。对于大于9V的返回-1，表示增益调节需要降3dB，小于6.36V的返回+1，表示增益调节需要升3dB，在范围内的返回0，表示增益值应该不变。再次，自动增益控制模块5根据返回值确定在当前增益值的基础上增档、减档或不变，以便在下次采集时发送合适的增益值。 

在自动增益控制计算完毕之后，要等待下次采集之前把新的增益值即控制码字发送到程控增益控制网络的控制码字寄存器中。控制码字发送使用的是100K串行总线，此总线是由一条时钟线（GCLK 100K），一条数据线GDAT，一条帧同步控制线GFSR和一条片选信号线CH_SEL.GCLK提供串行总线的100K时钟。数据线在时钟时序的配合下发送增益码字。帧同步GFSR主要功能是控制码字发送时序。片选信号CH_SEL是控制信号处理装置所采样的数据是实时地层的声波信号还是随钻声波系统内嵌自测试模块所产生自检测试信号。 

具体控制码字发送的时序描述如下：首先是通过片选信号使选择在采集实时地层信息模式下；然后在时钟的上升沿把帧同步信号拉高；第三步在当检测到帧同步信号为高，把码字以串行方式放在数据线GDAT上，并且开始计数，计数值为八位，即控制码字的宽度，计数为八表示码字发送完毕；最后把GFSR拉低表示一次控制码字发送完毕，等待新的码字的到来。 

在本实例中，压缩算法所选用的硬件平台是TI公司的32位浮点型处理器TMS320F28335，该数字信号处理器属于TMS320C28X浮点型系列。与以往的定点DSP相比，该器件的精度高，成本低，功耗小，性能高，外设集成度高， 数据以及程序存储量大。具有单精度浮点运算单元（FPU），采用哈佛流水线结构，能够快速执行中断响应，并具有统一的内存管理模式，可用C/C++语言实现复杂的数学算法，军品级芯片的工作温度范围为－40℃至125℃，主频高达150MHz，满足设计要求。 

在本实例中，使用到的DCT变换其基本原理：DCT正变换公式为： 

$C\left(u\right)=\mathrm{\&alpha;}\left(u\right)\underset{x=0}{\overset{N=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}f\left(x\right)\cos \left[\frac{\mathrm{\&pi;}(2x+1)u}{2N}\right]---(1-2)$

其中：x＝0,1,2，...,N-1。在上述公式1-2中a(u)定义为： 

$\mathrm{\&alpha;}\left(u\right)=\{\frac{\sqrt{\frac{1}{N}}}{\sqrt{\frac{2}{N}}}...\frac{u=0}{u\&NotEqual;0}---(1-3)$

很明显，当u=0时: 

$C(u=0)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{x=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}f\left(x\right)---(1-4)$

其含义就是第一个变换系数为样本序列的平均值，即DC系数（直流分量），其他的系数被称为AC系数。 

将式4-1写成矩阵的形式有： 

X_C＝C_Nx    （1-5） 

式中X_C，x都是N×1的向量，C_N是N×N变换矩阵。 

$C_{x,u}=a\left(u\right)\cos \left[\frac{\mathrm{\&pi;}(2x+1)u}{2N}\right]---(1-6)$

可以证明矩阵C_N是归一化正交矩阵，DCT是正交变换，由此立即得到DCT反变换的关系 

$x=C_N^{-1}{X}_c=C_N^T{X}_c---(1-7)$

即： 

$f\left(x\right)=\underset{u=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}a\left(u\right)C\left(u\right)\cos \left[\frac{\mathrm{\&pi;}(2x+1)u}{2N}\right],x,u=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N-1---(1-8)$

可见，只求出余弦基本函数，便可以根据这个函数实现DCT正变换和反变换。如果输入样点大于N个，那么可以将长度除以N并且应用这个变换也是不相关的，而且余弦基本函数也没有变换，这一点可以大大加速计算过程。为了节约处理时间，事先将余弦矩阵计算出来存放在DSP中，通过查表的方式简化操作。以浮点形式保存的余弦函数表如下： 

Coef[64]= 

{0.35355338，0.49039263，0.46193975，0.4157348，0.35355338，0.27778512，0.19134171 

0.097545162，0.35355338，0.4157348，0.19134171，-0.097545162，-0.35355338，-0.49039263 

-0.46193975，-0.27778512，0.35355338，0.27778512，-0.19134171，-0.49039263，-0.35355338 

0.097545162，0.46193975，0.4157348，0.35355338，0.09.7545162，-0.46193975，-0.27778512 

0.35355338，0.4157348，-0.19134171，-0.49039263，0.35355338，-0.097545162，-0.46193975 

0.27778512，0.35355338，-0.4157348，-0.19134171，0.49039263，0.35355338，-0.27778512 

-0.19134171，0.49039263，-0.35355338，-0.097545162，0.46193975，-0.4157348，0.35355338 

-0.4157348，0.19134171，0.097545162，-0.35355338，0.49039263，-0.46193975，0.27778512 

0.35355338，-0.49039263，0.46193975，-0.4157348，0.35355338，-0.27778512，0.19134171 

-0.097545162} 

表3 

将DCT的64浮点系数转换为Q15格式的定点系数便可以避免浮点运算，但这样的代价是损失了一定的精度。下面为转换之后的定点整型系数： 

coef[64]={ 11585,1606915136,13622,11585,9102,6269,3196,11585,13622,6269,-3196,-11585,-16069,-15136,-9102,11585,9102,-6269,-16069,-11585,3196,15136,13622,11585,3196,-15136,-9102,11585,13622,-6269,-16069,11585,-3196,-15136,9102,11585,-13622,-6269,16069,11585,-9102,-6269,16069,-11585,-3196,15136,-13622,11585,-13622,6269,3196,-11585,16069,-15136,9102,11585,-16069,15136,-13622,11585,-9102,6269,-3196}； 

表4 

在本实施例中，声波采样数据的压缩的实现过程如下： 

由于DCT变换过程中将N取值为8，所以输入声波采样数据是按照8为单位处理的。转换的余弦基本函数表，采用了定点格式有利于DSP进行乘法运算。DCT压缩算法的流程如图所示，具体操作步骤如下： 

（1）读入声波采样数据，分割为8个字的向量，以便后续的DCT变换处理； 

（3）进行DCT映射变换：查找找余弦基本函数系数表，对输入的8个字数据进行DCT正变换； 

（4）动态量化处理，将变换后的声波采样数据进行量化，采用动态量化的方式，即对矩阵左上角数值较大的数据尽可能保留更多的位数，而右下角数值较小的数据保留较少的比特位数； 

（5）编码处理，对量化后的声波采样数据进行编码处理并保存； 

（6）输出编码码字。 

首先，对输入缓冲数组、符号位数组等进行初始化，并将输入数据分割为8个字的向量。如果数据长度不能被8整除，则进行补零处理。在实际的应用中，将原有的采集长度修改为8的整数倍，单极波形长度为336，偶极波形长度为200。 

其次，以8为单位对每个小段进行DCT变换处理。输入声波采样数据为8×1的向量，系数表为8×8的正交矩阵，所以得到的映射数据为8×1的向量，得到的数据按照无符号数保存，每个字的符号位保存在单独的数组中。将8组数据 段变换后，得到8×8的矩阵，能量主要集中矩阵的左上角，对于每组映射数据来说能量集中在向量的上半部分。根据这个规律，在进行量化的时候上半部分保留尽可能多的位数，下半部分保留较少的位数。 

然后，对映射数据进行量化处理。检测每组向量的最大值，根据最大值的有效位数确定量化的程度，有效位数越多则量化程度越低，反之量化越高。这样做的目的是，最大程度保存原始数据的信息。 

最后，对映射数据进行编码并输出。采用固定长度编码的方式，将位数为16位的8×1向量编码为16位4×1的码字，这样的话数据压缩比固定为50%。编码数据保存量化位数、符号位和量化数据。 

DCT变换本身不能实现数据压缩，数据压缩是由量化和编码实现的，为了说明量化和编码的实现过程。为了便于数据压缩，映射数据用无符号16比特来表示，符号位单独保存。从表中可以看到，映射数据的上半部分，即前四个字数值比较大，后面四个字数值较小。为了最大程度保留原始信号的信息，减少压缩失真度，采用动态量化的方式，保留前四个字的最高位7个bit，保留后四个字的最高位6个比特，对于舍弃的位数按照过半进位的原则进位。从表中可以看出，量化后的数据总共只有“4×7+4×6”位，数据量为原来数据的40.6%。 

为了恢复原始声波采样数据，需要将这些量化后的声波采集数据进行编码。编码规则为：第一个字节的后四位保留量化位数（后四个字的量化位数），如最大数据（0x1097）的有效位数为13，对于前四个字，为了保留前7位需要舍弃后6位，对于后四个字需要舍弃后7位，所以该组数据的量化位数为7（0111B）；第一个字的第5位保存第一个数据的符号位（0）；第一个字节最高位3位和第二个字节的最低4位保存第一个量化数据（1000010B）；对于后续字节，依次保存符号和数据。按照此原则，编码后的码字长度为8×8bit，由于输入向量长度为8×16bit，所以编码实现了50%的固定压缩比。 

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。 

Claims (4)

1.一种随钻声波信号处理装置，其特征在于，包括：

四个相同的差分放大模块，分别接收前端井下声波换能器所产生的四对带有强背景噪声的微弱差分声波信号，并将输入的差分声波信号变成一路单端声波信号输出，以消除差分声波信号中的共模干扰成分并对输入的微弱差分声波信号的幅度进行一定倍数的放大；

四个相同的程控增益控制网络，每个程控增益控制网络由程控3dB衰减模块、前置程控增益放大器、带通滤波器以及后置程控增益放大器组成，用于分别接收来自四个差分放大模块的单端声波信号，通过程控3dB衰减模块衰减、前置程控增益放大器放大、带通滤波器滤波和后置程控增益放大器放大后输出；其中，带通滤波器对前置程控增益放大器增益调节后的声波信号进行带通滤波，以进一步滤除声波信号通带外的高频噪声和直流分量；

根据自动增益控制模块送入不同的控制码字，对程控3dB衰减模块、前置程控增益放大器、后置程控增益放大器衰减倍数或放大倍数进行调节，实现不同的衰减和放大，从而将单端声波信号幅度调节到所要求的范围之内，这个范围是指满足数据采样的幅度范围；

一数据采集模块，四个相同的程控增益控制网络输出的单端声波信号以并行的方式传输到数据采集模块，数据采集模块对四路单端声波信号进行采样，得到四路声波采样数据，并通过数据总线在控制总线的控制之下传输到自动增益控制模块；

一自动增益控制模块，该模块对接收到的四路声波采样数据进行处理，并依据当前的增益值以及四路声波采样数据的最大最小值计算出下一次采样的增益值，并转换为相应的控制码字，在100K时钟下，发送到程控增益控制网络；

一数据压缩模块，利用一定的压缩比例，采用DCT压缩算法，将四路声波采样数据进行适当的压缩，然后把压缩完的采样数据以及数据采样模块的采集参数，比如采样率，采样延时等参数进行打包，封装成标准的系统数据格式，发送到存储板或者上传到测试盒；

一内嵌自测试模块，用于随钻声波信号处理装置的自检，内嵌自测试模块由PWM调制信号产生模块和波形整形放大电路组成，其中PWM调制信号产生模块是用于产生数字的PWM调制信号，波形整形放大电路是用于对产生的PWM调制信号进行整形并需要的幅度，最终产生自检所需频率和幅度的模拟自检信号，通过检测随钻声波信号处理装置对该模拟信号进行处理后得到的信号进行比较，以检验和校准随钻声波信号处理装置声波信号处理的准确性。

2.根据权利要求1所述的声波信号处理装置，其特征在于，还包括，控制码字寄存器用于存放来自自动增益控制模块送入的控制码字，控制码字的不同位与程控3dB衰减模块、前置程控增益放大器、后置程控增益放大器对应，改变控制码字相应位的值即可调节衰减倍数或放大倍数；

所述的程控3dB衰减网络是由一个八选一多路选择器和反相衰减器实现的；其中反向衰减器包括分压电阻R_a、多个衰减控制电阻R_b、输入电阻R_g、反馈电阻R_f以及运算放大器；

来自差分放大模块的单端声波信号经过分压电阻R_a、多路选择器以及多路选择器选择的衰减控制电阻R_b连接到地，分压电阻R_a与衰减控制电阻R_b连接点分压输出并通过输入电阻R_g输入到运算放大器的负端，运算放大器的负端与输出端连接反馈电阻R_f，运算放大器的正端接地，并满足：

$R_g=R_a=\frac{R_f}{2};$

多路选择器的选择控制端与控制码字寄存器相应位数据连接，根据控制码字寄存器相应位选择对应一路的衰减控制电阻R_b，实现程控衰减倍数的控制。

3.根据权利要求1所述的声波信号处理装置，其特征在于，所述的带通滤波器采用二阶巴特沃兹高通滤波器级联二阶巴特沃兹低通滤波器构成的四阶巴特沃兹结构的带通滤波器，并针对随钻声波测井特点设置带宽为5KHz～23KHz。

4.根据权利要求1所述的声波信号处理装置，其特征在于，所述的下一次采样的增益值为：

$\left\{\begin{array}{cc}S=\mathrm{MAX}\left(\right|f\left(i\right)\left|\right),& i=\mathrm{1,2},......,N-1,N\\ G_{\mathrm{next}}=G_{\mathrm{current}}+{\mathrm{\&Delta;G}}_{\mathrm{step}},& S<A_1\\ G_{\mathrm{next}}=G_{\mathrm{current}},& A_1\&le;S\&le;A_2\\ G_{\mathrm{next}}=G_{\mathrm{current}}-{\mathrm{\&Delta;G}}_{\mathrm{step}},& S>A_2\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中S为四组声波采集数据中的最大幅值，f(i)为采集到的四组声波采集数据，A₁为需要进行增大增益处理的最大幅度值，A₂为需要进行降低增益处理的最小幅度值，G_current为当前增益值，G_next为下一次采样的增益值，△G_step为增益步进（step）；

若是接收的四组声波采集数据最大幅度落在[A₁,A₂]范围内，就不需要调整，若是在[A₁,A₂]范围外，则根据给定的增益步进△G_step将信号的四组声波采集数据的最大幅值缩小或放大到[A₁,A₂]范围内。

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