CN103219949A - 具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器(1)，适于驱动负载(4)，该功率放大器(1)包括主电路(2)和辅电路(3)，所述主电路(2)包括主放大器(20)，所述辅电路(3)包括辅放大器(30)，所述功率放大器(1)还包括具有成对传输线路(57、58)的电路(5)，所述电路(5)适于将所述主电路(2)连接到所述辅电路(3)。

Description

具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器

技术领域

本发明涉及一种具有改进的多尔蒂(Doherty)拓扑结构的功率放大器。

背景技术

在当前的电信系统中，众所周知的是，要使用射频和微波功率放大器，对于射频和微波功率放大器而言，确保高效率从而限制输出信号的失真和非线性是非常重要的。

如令，必须被发送和放大的信号通常是具有复包络(通常经数字调制)的信号，在峰值包络功率与平均辐射热功率(bolometric power)之比方面具有高动态的特征。

对于这样的信号，为了获得线性和效率之间的良好折衷，众所周知的是使用AB类功率放大器，即，B类放大器，并对电流进行轻微极化(这样适于优化功率输出的线性)。

仅对于功率接近于放大器可输出的最大功率的未调制信号，AB类功率放大器在平均测辐射热射频功率输出与电源所吸收的功率之比方面，确保了良好的效率。对于功率小于可输出的最大功率的信号，效率大幅地降低，正如被调制(例如数字调制)有复包络的信号(具有比信号的峰值功率低很多的平均辐射热功率)，放大器的效率比最佳值低很多，导致电力消耗显著增大。

为了显著提高射频和微波放大器的效率，称为多尔蒂的放大类型被广泛地使用。

图1是具有多尔蒂拓扑结构的功率放大器的示意图。在这样的示意图中，主放大器由用“I_主”指代的电流发生器表示，而辅放大器由用“I_辅”指代的电流发生器表示。在“I_主”发生器和“Z_负载”电路负载之间置有具有特征阻抗“k”的阻抗变换器“-jk”，并且经放大的功率在“I_主”发生器和“Z_负载”电路负载之间传输。

如果电路的以下量度被提供：

K＝Rl_Opt

(其中，Rl_Opt是针对信号的峰值包络功率所测定的主放大器的最佳负载阻抗)

Z_负载＝1/2*Rl_opt

I_辅＝-j*I_主maxP_包络＝P_Outmax

(这意味着当包络的瞬时功率“P_包络”等于最大峰值包络功率值“P_Outmax”时，辅放大器的电流一定比主放大器的最大电流“I_主max”滞后90°)

I_辅＝0P_包络＝P_Outmax-6dB

(这意味着对于瞬时功率值比最大峰值包络功率值低6dB时，辅放大器被切断)

将得到以下结果：

Rl_主＝Rl_OptP_包络＝P_Outmax

(I_主＝I_主max)

(其中，Rl_主是主放大器的负载阻抗)

Rl_主＝2*Rl_OptP_包络＝P_Outmax-6dB

(I_主＝I_主max/2)

如此，在功率降低6dB的动态内，主放大器的端子处的电压“V_主”几乎恒定地保持在最大值，从而确保在经放大的信号的包络的该功率动态偏移的范围内具有最佳效率。事实上，已知AB类放大器的最大效率的条件对应于输出信号电压的最大值的条件。这意味着，通过如下方式可在高达6dB的动态内对效率进行最大化：调制电路的主分支的负载阻抗，以使得即便瞬时包络功率降低6dB，仍能确保输出电压几乎恒定地处于最大容许值。这样的特性(behavior)事实上确保了专用于放大被调制有复包络的信号的放大器的总效率大幅提高，这是利用大幅改变包络幅值的所有调制的典型特征。

在图1中，阻抗变换器“-jk”的目的是，确保当主电路和辅电路在最大包络功率处操作平衡或差不多操作平衡时，主电路和辅电路的负载阻抗正确，同时确保在阻抗变换器“-jk”必须在“6dB回退”情况下加倍主电路的负载阻抗。在“6dB回退”点处，辅电路被切断，因此该电路是非线性的，因为考虑到辅电路在被切断时相当于开路，该电路仅从-6dB回退处开始(即，仅当输入信号电平与峰值电平之差超过-6dB时)放大输入信号(即，它被接通)，以便随后在达到最大峰值(即，在0dB回退处)时上升到与主电路的放大相匹配。

通过使用针对频率f₀的四分之一波长传输线路实现阻抗变换器，获得了电路的仅针对以频率f₀为中心的有限频带的期望操作。当放大器的工作频率偏离理想频率f₀时，传输线路迅速地偏离理想阻抗变换器特性。

图2示出了相对于传统的AB类放大器，利用多尔蒂原理带来的效率增益。该图是实际应用，其考虑了放大器件的物理限制，这些物理限制将AB类放大器的最大效率限制到低于理论最大值(78％)的一个值。

在图2中用粗线显示出AB类放大器随着功率从最大峰值(0dB)减小的实际效率曲线。在图2中用细线显示出多尔蒂放大器的效率曲线(基于与基准AB类放大器相同的技术)。注意的是，即使在实际情况下，在功率相对于最大值减小超过6dB的动态内，多尔蒂放大器的效率也几乎持续地保持在接近最大值的值处。而且，多尔蒂放大器的效率曲线一直维持在传统AB类放大器的效率曲线之上。

最终结果是，当被用于放大复杂的调制信号(尤其具有高振幅调制内容的调制信号)时，多尔蒂放大器的电源功耗远远低于AB类放大器的电源功耗，典型地提供了接近于50％的消耗减小。

与这样的优势对照，在实现有效阻抗变换器上存在相当大的缺陷。这种应用的主要限制关系到有用频率带宽，在该有用频率带宽内，阻抗变换器的特性是可接受的)，并且不会导致在放大结构的效率和鲁棒性方面的过分妥协。

实际上，多尔蒂放大技术的使用限于具有窄的相对频带“B％”(通常小于5％)的放大器，其中术语“相对频带”是指以下定义：

B_％＝2*(f_Max-f_Min)/(f_Max+f_Min)

即，放大器的带宽与频带的中心频率之比。

该主要限制是由于阻抗变换器的类型，该阻抗变换器通常被用于基于使用具有适当特征阻抗(对应于主放大器的最佳负载阻抗“Rl_Opt”)的四分之一波长传输线路的应用。

典型的多尔蒂功率放大器事实上具有主放大器的电路和辅放大器的电路，主放大器的电路和辅放大器的电路在最大功率上平衡，并且经由使用四分之一波长线路(其特征阻抗等于主放大器最佳负载值且对主放大器的一般负载进行加倍)实现的功率变换器耦合。四分之一波长线路可以从主放大器的电路移动到辅放大器的电路，尤其是如果辅助电路在切断时输出阻抗与短路相当。然而，该四分之一波长线路无论是被放置在主放大器电路中还是被放置在辅放大器的电路中，电路布局的这种变化对多尔蒂放大器的特性没有影响，或者对阻抗变换器的所需的性能水平没有影响，而是保持相同的功能和相同的关于频率的特性缺陷。

这样的结构是所有现有应用的基本依据，并且这样的结构在以中心频率为中心的窄频带内具有最佳性能，具有该中心频率的线路段(其功能是用做阻抗变换器)采用正好为90°(四分之一波长)的电长度。在稍微偏离中心频率处，因为两个电路(主电路和辅电路)的不完美耦合(归因于被用于实现阻抗变换功能的线路部分越偏离中心频率，就表现得越来越不像理想阻抗变换器)，存在性能(效率、以及最大输送功率)的退化。

基于传播线路的阻抗变换器的特性(等于相对于应用的中心频率的四分之一波长)对于窄频带是有效的，因此将相应的有用频带限制到小于5％的值。在该频率变化内，性能妥协(效率的退化和输送的退化)在测试过程中可以被认为是能够接受并且能够控制的。如果使用更宽的频带，我们将进入一个区域，在该区域中，线路特性的变化因为与阻抗变换器一样的非理想特性而变得非常重要，伴随着对性能进行控制的难度和损坏放大器内器件的风险。

多尔蒂放大器的频带的幅值目前是应用的主要限制，该主要限制约束了多尔蒂放大器在需要宽带放大器的应用(例如，在用于广播或用于宽带无线发射的新要求的发射机中)中的使用。

为了力图克服上述应用限制，图3至图6中示出的是当前已知的多尔蒂放大器的变型。

图3示出了用于根据放大器使用的频率修改四分之一波长线路的长度，以便使其最好地适应工作频率变化的机械方案的示意图。实质上，提供了改变线路的有效长度的滑动器，该滑动器提供阻抗变换。但是，这样的变化仅仅是机械的并且要求谨慎的手动操作。

图4示出了通过使用电子开关(典型地为PIN(来自“P类型、固有的(Intrinsic)、N类型”的首字母)二极管)来实现的对前述问题的改良的解决方案的示意图，这些电子开关用于改变适合于提供阻抗变换器的传输线路的有效长度。图4示出了适于改变阻抗变换器的有效长度的电子开关的简单示意图。

图5示出了通过使用“变容”类型的二极管(即，电子控制的可变电容器)改变适于提供阻抗变换器的传输线路的有效长度，来提供的对前述问题的类似解决方案的示意图。图5示出了适于改变阻抗变换器的有效长度并且还调制阻抗变换器的特征阻抗的“变容”二极管的简单示意图。

提供电子开关或变容二极管是至关重要的，因为它们必须作用于射频信号的路径，而不会使提供阻抗变换的线路的特征阻抗发生不必要的变化或者使信号在传输过程中发生非线性失真。这经常要求使用非常关键并且难以控制的部件(随着应用的功率增大尤其如此)。

基于这样原理的实现可以是比图4和图5中简单示意图复杂得多，尤其是当更多数量的开关或更多数量的变容二极管被使用并且阻抗变换线路的路径复杂时。

可替代地，使用具有更多数量的辅电路的多尔蒂结构也是普遍公知的，这些辅电路在不同的包络功率水平处逐渐地被接通，以便提升多尔蒂原理的动态并且同时加宽应用的有效频带。

图6示出了具有三个器件或三个电路的多尔蒂放大器，其中，实质上，由主电路连同第一辅电路(它们通过第一阻抗变换器“Z₀变换器1”连接)构成的该多尔蒂放大器变成整个多尔蒂电路的主电路，具有该连接的整个多尔蒂电路的主电路经由第二阻抗变换器“Z₀变换器2”到达总负载“Z1”和第二辅电路的，该第二辅电路当作整个结构的辅电路。

类似地，能够通过提供复杂的多尔蒂结构来增加器件的数量并且因此增加电路的数量。

通过利用这样的复杂性，能够将最大效率动态延伸到9dB以上。还可以对多个电路利用这样的延伸，以便稍微增大因此被提供的多尔蒂放大器的频带。

然而，在具有三个或更多个电路的多尔蒂放大器中，电路的复杂性和实现的难度显著地增大。

发明内容

本发明旨在提供一种具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，该功率放大器通过使得确保在相对宽的频带上的一致性和最佳性能水平成为可能，解决了上述技术问题，消除了缺陷和克服了已知技术的局限性。

本发明的另一目的在于提供一种具有宽的有用频带的多尔蒂放大器。

本发明的另一目的在于提供一种还在放大具有复包络并且经数字调制的信号方面具有最佳效率的多尔蒂放大器。

本发明的另一目的在于提供一种降低电力消耗的多尔蒂放大器。

本发明的另一目的在于提供一种能够在使用中提供可靠性和安全性的最大保障的多尔蒂放大器。

本发明的另一目标在于提供一种与已知技术相比容易实现并且经济上有竞争力的多尔蒂放大器。

该主旨和这些与其他目的(它们在下文中将变得更加明显)可通过一种适于驱动负载的、具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器来实现，该功率放大器包括主电路和辅电路，所述主电路包括主放大器，所述辅电路包括辅放大器，其特征在于，所述功率放大器包括具有成对传输线路的电路，所述电路适于将所述主电路连接到所述辅电路。

附图说明

根据对具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器(在附图中通过非限制的实例所示例的)的一个优选的但非排他性的实施例的描述，本发明的进一步的特征和优势将变得更明显，其中：

图1是传统多尔蒂功率放大器的示意图；

图2是传统多尔蒂功率放大器的效率与已知AB放大器的效率对比的示意性图表；

图3是传统多尔蒂功率放大器的示意图，其中阻抗变换器的四分之一波长线路的长度机械变化；

图4是具有电子开关的传统多尔蒂功率放大器的示意图，该电子开关用于选择阻抗变换器的四分之一波长线路的长度；

图5是具有电控可变电容器的传统多尔蒂功率放大器的示意图，该电控可变电容器用于改变阻抗变换器的四分之一波长线路的长度；

图6是具有多个电路的传统多尔蒂功率放大器的示意图；

图7是根据本发明的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器的一实施例的示意图；

图8是图7中所示的本发明实施例的更详细的示意图；以及

图9是根据本发明的图7中的多尔蒂放大器的主电路的负载阻抗的适应性改变与传统多尔蒂放大器的主电路的负载阻抗的适应性改变对比的示意性图表。

具体实施方式

参见附图，具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器(总体上用附图标记1指代)适于驱动负载4，并且包括主电路2(其包括主放大器20)和辅电路3(其包括辅放大器30)。

根据本发明，功率放大器1包括具有成对传输线路57、58的电路5，该电路5将主电路2连接到辅电路3。具有成对传输线路的电路5(也被称为“四端口变换器(4-port inverter)”)实现阻抗变换器。

术语“具有成对传输线路的电路(circuit with paired transmission lines)”通常意指未通过电磁屏蔽互相隔离的一对传输线路，它们因此共用传播空间，并且因而遭受在传播空间中传输的电磁场的相互的交互作用。这样的交互作用在于在沿传播路径的两条线路之间的电磁能量的连续互换。这种现象被便利地利用，以便从一条传输线路去除所需的功率量来便利地支持成对中的第二条线路，而且还双倍地将两条线路的功率贡献相加在一起。实际上，具有成对传输线路的电路被配置成具有物理上与成对传输线路的端部相符的四个端口的相互电磁电路，所述成对传输线路的端部可以经由从四个端部延伸的互相隔离的额外传输线路连接到该电路的其他部分。

具有成对传输线路的电路5可以连接到变换阻抗6，以便提供这样的阻抗变换器。有利地，这样的变换阻抗6是纯电抗，因此没有损耗。

电路5的成对传输线路57、58包括一对传输线路，其中，该对传输线路中的第一传输线路57将主电路2连接到变换阻抗6，并且该对传输线路中的第二传输线路58将辅电路3连接到负载4。

电路5有利地包括四个输出端口52、53、54、56，其中第一端口52连接到主电路2，第二端口53连接到辅电路3，第三端口54连接到负载4，并且第四端口56连接到变换阻抗6。

端口54和53通过线路58电(galvanically)连接，正如端口52和56通过线路57电连接。尤其当成对线路的电长度与使用的频率相差90°，且线路57和58的适当接近时，能够确保端口52和53处的输入功率被相加在一起，聚集在端口54上，而决不通向端口56(假设输入信号具有相等幅值并且输入到端口53的信号相对于输入到端口52的信号滞后90°)。通过将线路57和68彼此远离，耦合改变，并且发送到端口54的功率的部分可以被修改，同时仍保持端口56上的功率为零(被称为方向性的现象)。

特别感兴趣的是等幅信号的叠加的现象，该现象在射频和微波电路中被广泛利用。成对线路的相关特性是：它们可以使两个发电机或放大器以叠加的方式相互作用，即，注入功率到端口52和53的主放大器20和辅放大器30。如果所注入的功率值是等幅的，并且已被方便地平衡，那么它们在端口54上被叠加在一起(并且决不通向端口56)。如果功率值变得不平衡，那么功率的一部分还通向端口56。为此，适当地终止这样的端口是非常重要的。

为了获得加法器和阻抗变换器(它是研究的主题)，用于关闭端口56的阻抗6的值因此也是重要的。当发电机平衡时，它们的贡献被叠加到端口54处的输出中。当发电机不平衡(即，端口53的辅电路3被切断)时，变换阻抗(即，端口56的终止)介入确定端口52处的主电路2的负载阻抗的所需变化。

根据图6中的结构，具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器1可以包括多个辅电路，所述多个辅电路与阻抗变换器连接，阻抗变换器是使用电路5的成对线路技术并且使用变换阻抗6来实现的。

具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器1可以进一步包括机械装置、或电子开关、或电子控制的可变电容器，用于改变阻抗变换器(例如图3、图4和图5中的阻抗变换器)的长度，这属于已知技术。

下面描述具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器的操作。

正如在图7和图8的示意图中可以看到的，多尔蒂放大器的经典拓扑结构被改进，外加了具有四个输出端口52、53、54、56的电路5，电路5连接放大器1的两个电路(主电路2和辅电路3)。

而且，当辅电路3被切断时，在相对于最大信号峰值的“6dB回退”条件下，这样的电路5使主电路2的负载阻抗加倍。

此外，电路5将由主电路2和辅电路3所产生的所有有功功率提供给负载4。

传统多尔蒂放大器(例如在图1中所示的)的操作部分地对应于根据本发明的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器1的操作。当主电路2和辅电路3处于最大包络功率并且功率平衡时，它们的贡献被叠加到负载4并且两个电路2和3中的每个电路都看成是最佳负载。在相对于最大包络功率的“6dB回退”情况下，辅电路被切断，并且主电路看成是将负载阻抗加倍(在输出电流被减半时最大效率的条件)。实际上在两种情况下，多尔蒂效应得以重现。

在具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器1中，在足够宽的频带内，加倍主电路的负载阻抗的效应(当辅电路由于“6dB回退”条件被切断时)保持有效。

根据本发明，放大器1的两个电路(主电路2和辅电路3)通过电路5连接，不再存在在物理上会聚这两个电路2和3与负载4的物理电节点。

电路5的特征参数是：

●成对传输线路57、58的特征阻抗；

●成对传输线路57、58的耦合系数；

●成对传输线路57、58的电长度。

通过以上所列参数的正确尺寸连同纯无功类型的变换阻抗6的尺寸，可在比在四分之一波长线路的应用中的频带宽得多的频带内，实现根据多尔蒂原理的操作。

以下是这些量度的应用的数值示例。这些示例涉及具有如下技术特征的放大器1：

●负载4为50欧姆(对于射频和微波的标准值)；

●辅电路3切断并且与理想开路相似；

●电容型变换阻抗6，其由值为18pF的理想电容器构成；

●从600至800MHz的示例频带；

●成对线路的特征阻抗为50欧姆，其利用所述成对线路的量度获得，以使偶特征阻抗参数的值为120欧姆，奇特征阻抗参数的值为21欧姆，在700MHz处电长度等于90°。

在这种情况下，在大于或等于200MHz的频段内，获得了加倍主电路的负载阻抗(Z_Load＝100欧姆)的最佳近似。与图1中的传统应用进行比较，其中阻抗变换器是具有四分之一波长电长度(在700MHz处)和70.7欧姆的理论阻抗的传输线路，即，比如，针对这种类型的干线(mains)电力供应，给出加倍阻抗的最佳近似。

具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器1相比于利用四分之一波长线路阻抗变换器的传统多尔蒂放大器的性能优势在图9中的图表中被示出，这两个放大器的量度如所指示的，其中，可以看到利用“四端口变换器”电路5(线路用“X”标记)所获得的阻抗加倍的近似度与利用属于已知技术的四分之一波长线路阻抗变换器(线路用“+”标记)所获得的近似度的对比的示例。

图表的横轴对应于以MHz为单位的频率(以700MHz为中心)，而纵轴表示针对所需的100欧姆最佳值对主电路的负载阻抗进行的适应性改变。

在频率变化的情况下，阻抗变换误差越小，多尔蒂放大器的有效频带增大得越多。针对四分之一波长线路，对于以700MHz为中心的100MHz的频带，阻抗变换器误差尤其变得特别严重，然而利用“四端口变换器”电路5，甚至对于同样以700MHz为中心的200MHz的频带，误差保持可接受的并且处于控制之下。

刻度是对数的，并且为了很好地实现多尔蒂效应，所希望的最佳值必须小于-23dB。“四端口变换器”电路5在所观察的整个频带上以及之外都满足该要求，然而对于传统的阻抗变换器，在略大于100MHz的频带内满足该要求，但是具有明显加重的共振，因此还对电路参数相当敏感。

“四端口变换器”电路5的进一步的优势在于增加电路的两个分支，这比在利用四分之一波长线路的多尔蒂电路中更简单和更有效率。

实际上，已经发现根据本发明的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器实现了预期的主旨和目的，因为它使得确保在相对宽的频带上的一致性和最佳性能水平成为可能。

根据本发明的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器的另一优势在于，它确保了在相对宽的频带上的高效率。

根据本发明的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器的另一优势在于，它不需要手动(因此需谨慎处理且不稳定)校准操作。

根据本发明的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器的另一优势在于，它限制了已知技术中的一些解决方案中典型的阻抗的失调和偏差或非线性失真。

根据本发明的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器的另一优势在于，它容易生产。

根据本发明的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器的另一优势在于，它限制了共振的影响并且降低了性能对电路参数的灵敏度。

因此构想的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器容许多种修改和变型，所有的这些修改和变型都在所附权利要求的范围内。

此外，所有的细节可以被其他的、技术上等同的元素所取代。

实际上，所利用的材料可以是符合要求的任意材料(只要它们与具体应用以及因情况而异的量度和形状兼容)。

Claims (9)

1.一种具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器(1)，适于驱动负载(4)，该功率放大器(1)包括主电路(2)和辅电路(3)，所述主电路(2)包括主放大器(20)，所述辅电路(3)包括辅放大器(30)，其特征在于，所述功率放大器(1)包括具有成对传输线路(57、58)的电路(5)，所述具有成对传输线路(57、58)的电路(5)适于将所述主电路(2)连接到所述辅电路(3)。

2.根据权利要求1所述的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，其特征在于，所述具有成对传输线路(57、58)的电路(5)提供阻抗变换器。

3.根据权利要求2所述的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，其特征在于，所述具有成对传输线路的电路(5)连接到变换阻抗(6)，以提供所述阻抗变换器。

4.根据权利要求1所述的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，其特征在于，所述成对传输线路(57、58)包括一对传输线路(57、58)，该对传输线路(57、58)中的第一传输线路(57)将所述主电路(2)连接到变换阻抗(6)，并且该对传输线路(57、58)中的第二传输线路(58)将所述辅电路(3)连接到所述负载(4)。

5.根据前述权利要求中的一项或多项所述的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，其特征在于，所述电路(5)包括四个输出端口(52、53、54、56)，第一端口(52)连接到所述主电路(2)，第二端口(53)连接到所述辅电路(3)，第三端口(54)连接到所述负载(4)，第四端口(56)连接到所述变换阻抗(6)。

6.根据前述权利要求中的一项或多项所述的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，其特征在于，所述功率放大器包括多个辅电路。

7.根据权利要求2至6中的一项或多项所述的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，其特征在于，所述功率放大器包括用于改变所述阻抗变换器的长度的机械装置。

8.根据权利要求2至6中的一项或多项所述的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，其特征在于，所述功率放大器包括用于改变所述阻抗变换器的长度的电子开关。

9.根据权利要求2至6中的一项或多项所述的具有改进的多尔蒂拓扑结构的功率放大器，其特征在于，所述功率放大器包括用于改变所述阻抗变换器的长度的电子控制的可变电容器。

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