CN103219873B - 二次侧同步整流控制电路及交换式转换器 - Google Patents

Abstract

一种二次侧同步整流控制电路，包括一反向放大器、一第一比较器与一驱动单元；其中，反向放大器具有一输入端，接收来自一同步整流晶体管的一汲源极电压信号，以输出一反向放大信号；第一比较器，接收反向放大信号与一第一参考电压，以输出一第一比较信号；驱动单元，接收第一比较信号，并依据第一比较信号产生一驱动信号控制同步整流晶体管的导通状态。本发明还提供一种包括上述二次侧同步整流控制电路交换式转换器。本发明将同步整流晶体管的汲源极电压经一反相放大器反相放大后，再连接一比较器产生驱动信号，可降低驱动信号关闭时间点的偏差，改善偏差过大所造成的缺陷。

Description

二次侧同步整流控制电路及交换式转换器

技术领域

本发明涉及一种二次侧同步整流控制电路及交换式转换器，尤其涉及一种具有反向放大器的二次侧同步整流控制电路及交换式转换器。

背景技术

图1为一现有反激式转换电路的应用电路图。如图1所示，此反激式转换电路具有一变压器(transformer)T、一一次侧开关Q1、一脉宽调制控制器10、一二次侧同步整流开关Q2、一二次侧同步整流控制电路20。脉宽调制控制器10依据来自变压器T的二次侧的回授信号，产生驱动信号Vgs1控制一次侧开关Q1的导通周期。二次侧同步整流控制电路20侦测二次侧同步整流开关Q2的汲源极电压Vds2，以控制二次侧同步整流开关Q2的导通周期。

图1A为图1的二次侧同步整流控制电路20的应用电路图。图2为对应于图1与图1A的作动信号波形图。如图1A所示，此二次侧同步整流控制电路20具有一比较器22与一驱动单元24。比较器22的一输入端是侦测同步整流开关的汲源极电位，另一输入端接收一参考电位Vr，以产生控制信号控制二次侧同步整流开关Q2的导通周期。

一般而言，应用于同步整流操作的功率晶体管的导通电阻RDS(on)非常低，通常仅在数mΩ到数十mΩ之间。因此，在二次侧导通期间，电流流经二次侧同步整流开关Q2所造成的汲源极电压Vds2非常低，再加上比较器的输入端偏差电压(inputoffsetvoltage)的影响，常常会使驱动信号Vgs2关闭时间点产生不小的偏差。驱动信号Vgs2关闭时间点过早，二次侧同步整流开关Q2过早关闭影响效率表现。驱动信号Vgs2关闭时间点太晚，二次侧同步整流开关Q2会产生倒灌电流，而产生异常的突波(SPIKE)电压与额外的功耗损失。倘若突波电压超过二次侧同步整流开关Q2的设计规格，更可能造成二次侧同步整流开关Q2击穿损伤。

发明内容

有鉴于此，本发明将同步整流晶体管的汲源极电压经一反相放大器反相放大后，再连接一比较器产生驱动信号，可降低驱动信号关闭时间点的偏差，改善偏差过大所造成的缺陷。

本发明提供一种二次侧同步整流控制电路，此二次侧同步整流控制电路具有一反向放大器(invertedamplfier)、一第一比较器与一驱动单元。其中，反向放大器具有一输入端接收来自一同步整流晶体管的一汲源极电压信号，以输出一反向放大信号。第一比较器接收反向放大信号与一第一参考电压，以输出一第一比较信号。驱动单元接收第一比较信号，并依据第一比较信号产生一驱动信号控制同步整流晶体管的导通状态。

换句话说，本发明提供一种二次侧同步整流控制电路，包括：一反向放大器，具有一输入端接收来自一同步整流晶体管的一汲源极电压信号，以输出一反向放大信号；一第一比较器，接收该反向放大信号与一第一参考电压，以输出一第一比较信号；以及一驱动单元，接收该第一比较信号，并依据该第一比较信号产生一驱动信号控制该同步整流晶体管的导通状态。

本发明还提供一种交换式转换器，此交换式转换器具有一变压器、一一次侧开关、一脉宽调制控制器、一二次侧同步整流开关与所述的二次侧同步整流控制电路。其中，变压器具有一一次侧线圈与一二次侧线圈。一次侧开关耦接至一次侧线圈。脉宽调制控制器用以控制一次侧开关的导通周期。二次侧同步整流开关耦接至二次侧线圈。二次侧同步整流控制电路则是用以控制二次侧同步整流开关的导通状态。

也就是说，本发明提供一种交换式转换器，包括：一变压器，具有一一次侧线圈与一二次侧线圈；一一次侧开关，耦接至该一次侧线圈；一脉宽调制控制器，用以控制该一次侧开关的导通周期；一同步整流晶体管，耦接至该二次侧线圈；以及一二次侧同步整流控制电路；所述二次侧同步整流控制电路包括：一反向放大器，具有一输入端接收来自该同步整流晶体管的一汲源极电压信号，以输出一反向放大信号；一第一比较器，接收该反向放大信号与一第一参考电压，以输出一第一比较信号；以及一驱动单元，接收该第一比较信号，并依据该第一比较信号产生一驱动信号控制该同步整流晶体管的导通状态。

本发明所提供的同步整流控制电路，可以准确侦测同步整流开关的汲源极电位变化，以降低驱动信号关闭时间点的偏差。借此，即可避免驱动信号关闭时间点过早所导致的低效率问题，以及驱动信号关闭时间点太晚所导致的异常突波电压与功耗损失。

关于本发明的优点与精神可以借助于以下的发明详述及所附图附图得到进一步的了解。

附图说明

图1为一现有反激式转换电路的应用电路图；

图1A为图1的二次侧同步整流控制电路的应用电路图；

图2为对应于图1与图IA的作动信号波形图；

图3为本发明二次侧同步整流控制电路一实施例的应用电路图；

图4为本发明二次侧同步整流控制电路另一实施例的应用电路图；

图5为本发明驱动单元一实施例的应用电路图；

图5A为对应于图5的驱动单元的二次侧同步整流控制电路的作动波形图；

图6为本发明驱动单元另一实施例的应用电路图；

图6A为对应于图6的驱动单元的二次侧同步整流控制电路的作动波形图。

【主要元件附图标记说明】

二次侧同步整流控制电路120

反向放大器122

第一比较器123

驱动单元124

二次侧同步整流晶体管Q2

电源供应电压VCC

反向放大信号Vamp

第一参考电压Vr1

第一比较信号Vcom1

驱动信号Vgs2

汲极电压Vd

源极电压Vs

二次侧同步整流控制电路220

保护晶体管Qh

同步整流晶体管Q2

驱动单元300

控制信号产生电路320

驱动级340

反向放大信号Vamp

第一比较信号Vcom1

控制信号Vc

驱动信号Vgs2

第一开关SW1

第二开关SW2

汲源极电压Vds2

二次侧电流Id2

驱动单元400

控制信号产生电路420

第二比较器422

第一SR正反器424

尖峰波形消除电路430

第一与门432

第二SR正反器434

延迟单元436

第二与门438

驱动级440

第二参考电压Vr2

第二比较信号Vcom2

延迟信号Vde

二次侧电流Id2

第一输出信号Vo1

第二输出信号Vo2

第三输出信号Vo3

第四输出信号Vo4

具体实施方式

图3为本发明二次侧同步整流控制电路120一实施例的应用电路图。此二次侧同步整流控制电路可适用于交换式转换器，如反激式转换器、顺向式转换器等。转换器的一次侧开关的导通周期可通过侦测转换器的输出电压进行回授控制。本实施例的二次侧同步整流控制电路120则是通过侦测二次侧同步整流晶体管Q2的汲源极电压Vds2变化，并以汲源极电压Vds2的变化作为汲源极电压信号，借以控制其导通周期。

如图3所示，此二次侧同步整流控制电路120具有一反向放大器(invertedamplifier)122、一第一比较器123与一驱动单元124。反向放大器122的输入端侦测二次侧同步整流晶体管Q2的汲源极电压Vds2，以输出一反向放大信号Vamp。第一比较器123接收反向放大信号Vamp与一第一参考电压Vr1，以输出一第一比较信号Vcom1。就本实施例而言，此第一参考电压Vr1的电位高低正相关于供应此二次侧同步整流控制电路120运作所需电能的一电源供应电压VCC。举例来说，若是电源供应电压VCC为一直流电压，第一参考电压Vr1的准位会维持在一固定的电压准位，若是电源供应电压VCC为一固定周期的方波电压，例如撷取自变压器的二次侧线圈的电压信号，第一参考电压Vr1的准位则会配合此方波电压的周期变化，在一高准位与一低准位之间切换。驱动单元124接收第一比较信号Vcom1，并依据第一比较信号Vcom1产生一驱动信号Vgs2控制二次侧同步整流晶体管Q2的导通状态。

图4为本发明二次侧同步整流控制电路220另一实施例的应用电路图。相较于图3的实施例，本实施例的二次侧同步整流控制电路220增加一保护晶体管Qh，防止同步整流晶体管Q2的汲极电压突然升高，而损害反向放大器122及其后续连接的电路。此保护晶体管Qh的一端耦接在同步整流晶体管Q2的汲极，另一端耦接在反向放大器122的输入端，并且，保护晶体管Qh的闸极接收电源供应电压VCC。若是同步整流晶体管Q2的汲极电压超过电源供应电压VCC，保护晶体管Qh随即关断，以防止高压损害反向放大器122及其后续连接的控制电路。也就是说，本实施例的二次侧同步整流控制电路220仅需使用耐高压的保护晶体管Qh，其他部分的电路则可使用成本较为低廉的低压元件，因而有助于降低成本。

图5为本发明驱动单元一实施例的应用电路图。图5A为对应于采用此驱动单元的二次侧同步整流控制电路的作动波形图。如图5所示，此驱动单元300由一控制信号产生电路320与一驱动级340所构成。控制信号产生电路320接收反向放大信号Vamp与第一比较信号Vcom1，以产生一控制信号Vc。此控制信号Vc通过一反向器输入驱动级340，以产生驱动信号Vgs2。

所述的控制信号产生电路320具有一第一开关SW1与一第二开关SW2。第二开关SW2耦接于电源供应端与反向放大器122的输出端之间，第一开关SW1耦接于电源供应端与接地端之间，此二个开关SW1，SW2的汲极相接，并于此二个开关SW1，SW2的汲极接点处撷取控制信号Vc。此外，第一开关SW1与第二开关SW2的闸极都耦接到第一比较器123的输出端，以接收第一比较器123所输出的第一比较信号Vcom1。换句话说，第一开关SW1与第二开关SW2的导通周期，由第一比较信号Vcom1同步控制。

在本实施例中，电源供应端所提供的电源供应电压VCC为一方波电压。就一较佳实施例而言，此电源供应电压可直接撷取自变压器的二次侧线圈。如图5A所示，在一次侧导通周期中，同步整流晶体管Q2的汲源极电压Vds2处于高电位，反向放大器122输出低电位的反向放大信号Vamp。此时，反向放大信号Vamp的电位低于第一参考电压Vr1，第一比较器123输出高电位的第一比较信号Vcom1。

随后，在进入二次侧导通周期之初，同步整流晶体管Q2开始导通，变压器的二次侧线圈开始放电。此时，同步整流晶体管的汲源极电压Vds2反转为负，此电压随着时间经过逐渐趋近于零。同时，二次侧电流Id2亦随着时间经过逐渐降低。

所述的负电位的汲源极电压Vds2经反向放大器124反向放大后，产生正电位的反向放大信号Vamp。此反向放大信号Vamp的变化趋势与同步整流晶体管的汲源极电压Vds2相反。此时，反向放大信号Vamp的电位高于第一参考电压Vr1，第一比较器123输出低电位的第一比较信号Vcom1，第一开关SW1与第二开关SW2系被关断，致使控制信号Vc切换至高电位状态。此控制信号Vc经反向器转换为低电位信号输入至驱动级340，以产生高电位的驱动信号Vgs2导通二次侧同步整流晶体管Q2。

随后，当反向放大信号Vamp的电位下降至低于第一参考电压Vr1时，第一比较器123随即输出高电位的第一比较信号Vcom1，导通第一开关SW1与第二开关SW2，使控制信号Vc切换至低电位状态。此控制信号Vc经反向器转换为高电位信号输入至驱动级，以产生低电位的驱动信号Vgs2停止导通二次侧同步整流晶体管Q2。

图6为本发明驱动单元另一实施例的应用电路图。图6A为对应于采用此驱动单元的二次侧同步整流控制电路的作动波形图。如图6所示，此驱动单元400具有一控制信号产生电路420与一驱动级440所构成。其中，控制信号产生电路420接收反向放大信号Vamp与第一比较信号Vcom1，以产生一控制信号Vc。此控制信号Vc通过一反向器输入驱动级440，以产生驱动信号Vgs2。

控制信号产生电路420具有一第二比较器422、一第一SR正反器424与一尖峰波形消除电路430。其中，第二比较器422接收反向放大信号Vamp与一第二参考电压Vr2，以输出一第二比较信号Vcom2。第一SR正反器424依据第一比较信号Vcom1与第二比较信号Vcom2，以产生控制信号Vc。尖峰波形消除电路430具有一延迟单元436。此延迟单元436依据第一比较信号Vcom1产生一延迟信号Vde，以消除第二比较信号Vcom2上在同步整流晶体管Q2关断瞬间所产生的尖峰波形(请同时参照图6A)。

在本实施例中，电源供应端所提供的电源供应电压VCC为一直流电压，而非如图5的实施例的方波电压。在一次侧导通周期中，同步整流晶体管Q2的汲源极电压Vds2处于高电位，反向放大器122输出低电位的反向放大信号Vamp。此时，反向放大信号Vamp的电位低于第一参考电压Vr1，第一比较器123输出高电位的第一比较信号Vcom1。

随后，在进入二次侧导通周期之初，变压器的二次侧线圈开始放电。此时，同步整流晶体管Q2的汲源极电压Vds2反转为负，此电压随着时间经过逐渐趋近于零。同时，二次侧电流Id2亦随着时间经过逐渐降低。在同步整流晶体管关断Q2时，二次侧电流Id2尚未下降至零。此时，二次侧电流Id2流经同步整流晶体管Q2的本体二极管(bodydiode)，而导致同步整流晶体管Q2的汲源极电压Vds2突然增大，而产生一尖峰波形。

所述的汲源极电压Vds2经反向放大器122放大后所产生的反向放大信号Vamp，其变化趋势与同步整流晶体管的汲源极电压Vds2相反。也就是说，在二次侧导通周期之初，反向放大信号Vamp为高电位并且随着时间经过逐渐下降，而在同步整流晶体管关断Q2时，反向放大信号Vamp亦会产生一相对应的尖峰波形。因此，与图5A的实施例相比较，本实施例的第一比较器123所产生的第一比较信号Vcom1在对应于同步整流晶体管Q2关断但二次侧电流尚未归零的时间内，产生一额外的脉波。此脉波的存在会导致同步整流控制产生错误。

为了解决此问题，本实施例利用尖峰波形消除电路430消除尖峰波形对于控制信号Vc的影响。如图6所示，此尖峰波形消除电路430具有一第一与门432、一第二SR正反器434、一延迟单元436与一第二与门438。其中，第一与门432接收第二比较信号Vcom2与延迟单元436输出的延迟信号Vde，以产生一第一输出信号Vo1。第二SR正反器434接收第一比较信号Vcom1与第一输出信号Vo1，以产生互补的第二输出信号Vo2与第三输出信号Vo3。延迟单元436接收第二输出信号Vo2，以产生延迟信号Vde。第二与门438接收第二比较信号Vcom2与第三输出信号Vo3，以产生一第四输出信号Vo4。所述的第一SR正反器424接收第一比较信号Vcom1与第四输出信号Vo4，以产生控制信号Vc。此控制信号Vc再通过一反向器输入驱动级440，以产生驱动信号Vgs2控制同步整流晶体管Q2的导通与关断。

请同时参照图6A，在一次侧导通周期中，同步整流晶体管Q2的汲源极电压Vds2处于高电位，反向放大器122输出低电位的反向放大信号Vamp。此时，反向放大信号Vamp的电位低于第一参考电压Vr1，第一比较器123输出高电位的第一比较信号Vcom1。此外，反向放大信号Vamp的电位亦低于第二参考电压Vr2，第二比较器422输出低电位的第二比较信号Vcom2。在第一比较信号Vcom1为高电位，第二比较信号Vcom2为低电位时，第一SR正反器424输出低电位的控制信号Vc。此控制信号Vc经反向器输入驱动级440，产生低电位的驱动信号Vgs2。

在进入二次侧导通周期之初，变压器的二次侧线圈开始放电。在时点t1时，同步整流晶体管Q2的汲源极电压Vds2反转为负。反向放大信号Vamp的电位高于第一参考电压Vr1，第一比较器123输出低电位的第一比较信号Vcom1。反向放大信号Vamp的电位亦高于第二参考电压Vr2，第二比较器422输出高电位的第二比较信号Vcom2。第一与门432输出高准位的第一输出信号Vo1至第二SR正反器434的重置端R，使第二SR正反器434的负输出端QB输出高准位的第三输出信号Vo3至第二与门438。第二与门438接收高准位的第三输出信号Vo3与高准位的第二比较信号Vcom2，输出高准位的第四输出信号Vo4至第一SR正反器424的设定端S，使第一SR正反器424的正输出端Q输出高准位的控制信号Vc。

反向放大信号Vamp的电位随着时间经过逐渐降低，在时点t2时，反向放大信号Vamp的电位低于第二参考电压Vr2。此时，第二比较信号Vcom2由原本的高准位切换至低准位，不过，第一比较信号Vcom1仍然维持原本的低准位。因此，第二与门438产生的第四输出信号Vo4系由高准位切换至低准位。第一SR正反器424所输出的控制信号Vc的准位并未改变。

随后，在时点t3时，反向放大信号Vamp的电位下降至低于第一参考电压Vr1。此时，第一比较信号Vcom1由原本的低准位切换至高准位，致使第一SR正反器424所输出的控制信号Vc的准位由原本的高准位切换至低准位。同时，高准位的第一比较信号Vcom1输入第二SR正反器434的设定端S，致使第二SR正反器434的正输出端Q产生高准位的第二输出信号Vo2。延迟单元436接收此高准位的第二输出信号Vo2，并延迟此高准位第二输出信号Vo2一默认时间，以产生一延迟信号Vde输出至第一与门432。

接下来，在对应于同步整流晶体管Q2关断但二次侧电流尚未归零的时候，反向放大信号Vamp产生一尖峰波形，其电位突然升高超过第一参考电压Vr1与第二参考电压Vr2，此时，第一比较信号Vcom1由原本的高准位切换至低准位，第二比较信号Vcom2由原本的低准位切换至高准位。第一与门432系依据高准位的第二比较信号Vcom2与来自延迟单元436的延迟信号Vde，决定所输出的第一输出信号Vo1的准位。

通过适当设定延迟单元436的延迟时间，可确保在对应于反向放大信号Vamp的尖峰波形的时间内(亦即第二比较信号Vcom2处于高准位的时间内)，延迟信号Vde维持在低准位。因此，第一与门432会持续输出低准位的第一输出信号Vo1至第二SR正反器434的重置端R，避免第二SR正反器434的负输出端QB输出高准位信号，以确保控制信号Vc维持原本的低准位状态。

本发明所提供的同步整流控制电路，可以准确侦测同步整流开关的汲源极电位变化，以降低驱动信号关闭时间点的偏差。借此，即可避免驱动信号关闭时间点过早所导致的低效率问题，以及驱动信号关闭时间点太晚所导致的异常突波电压与功耗损失。

但是，以上所述仅为本发明的较佳实施例，不能以此限定本发明的保护范围，即凡依本发明权利要求及说明书内容所作的简单的等效变化与修改，皆仍属本发明权利要求所涵盖的范围内。另外本发明的任一实施例或权利要求范围不须达到本发明所揭示的全部目的或优点或特点。此外，摘要部分和标题仅是用来辅助专利文件搜寻，并非用来限制本发明的权利要求范围。

Claims (9)

1.一种二次侧同步整流控制电路，其特征在于，包括：

一反向放大器，具有一输入端接收来自一同步整流晶体管的一汲源极电压信号，以输出一反向放大信号；

一第一比较器，接收该反向放大信号与一第一参考电压，以输出一第一比较信号；以及

一驱动单元，接收该第一比较信号，并依据该第一比较信号产生一驱动信号控制该同步整流晶体管的导通状态；

该驱动单元包括：

一第二比较器，接收该反向放大信号与一第二参考电压，以输出一第二比较信号；

一第一SR正反器，依据该第一比较信号与该第二比较信号，以产生该驱动信号；以及

一尖峰波形消除电路，具有一延迟单元，该延迟单元依据该第一比较信号产生一延迟信号，以消除该第二比较信号上因该同步整流晶体管关断瞬间所产生的尖峰波形。

2.如权利要求1所述的二次侧同步整流控制电路，其特征在于，还包括一保护晶体管，该保护晶体管的一端耦接该同步整流晶体管的汲极，另一端耦接该反向放大器的该输入端，该保护晶体管的一闸极耦接一电源供应端，以接收一电源供应电压。

3.如权利要求2所述的二次侧同步整流控制电路，其特征在于，该驱动单元耦接至该电源供应端以接收一直流电压。

4.如权利要求1所述的二次侧同步整流控制电路，其特征在于，该尖峰波形消除电路包括：

一第一与门，接收该第二比较信号与该延迟信号，以产生一第一输出信号；

一第二SR正反器，接收该第一比较信号与该第一输出信号，以产生互补的一第二输出信号与一第三输出信号；

该延迟单元，接收该第二输出信号，以产生该延迟信号；以及

一第二与门，接收该第二比较信号与该第三输出信号，以产生一第四输出信号，该第一SR正反器接收该第一比较信号与该第四输出信号，以产生该驱动信号。

5.一种交换式转换器，其特征在于，包括：

一变压器，具有一一次侧线圈与一二次侧线圈；

一一次侧开关，耦接至该一次侧线圈；

一脉宽调制控制器，用以控制该一次侧开关的导通周期；

一同步整流晶体管，耦接至该二次侧线圈；以及

一二次侧同步整流控制电路，包括：

一反向放大器，具有一输入端接收来自该同步整流晶体管的一汲源极电压信号，以输出一反向放大信号；

一第一比较器，接收该反向放大信号与一第一参考电压，以输出一第一比较信号；以及

一驱动单元，接收该第一比较信号，并依据该第一比较信号产生一驱动信号控制该同步整流晶体管的导通状态；

该驱动单元包括：

一第二比较器，接收该反向放大信号与一第二参考电压，以输出一第二比较信号；

一第一SR正反器，依据该第一比较信号与该第二比较信号，以产生该驱动信号；以及

一尖峰波形消除电路，具有一延迟单元，该延迟单元依据该第一比较信号产生一延迟信号，以消除该第二比较信号上因该二次侧同步整流晶体管关断瞬间所产生的尖峰波形。

6.如权利要求5所述的交换式转换器，其特征在于还包括一高压保护晶体管，该高压保护晶体管的一汲极连接该同步整流晶体管的汲极，该高压保护晶体管的一源极耦接该反向放大器的该输入端，该高压保护晶体管的一闸极耦接至一电源供应端，以接收一电源供应电压。

7.如权利要求6所述的交换式转换器，其特征在于，该电源供应端为该变压器的该二次侧线圈的一端。

8.如权利要求6所述的交换式转换器，其特征在于，该驱动单元耦接至该电源供应端以接收一直流电压。

9.如权利要求5所述的交换式转换器，其特征在于，该尖峰波形消除电路包括：

一第一与门，接收该第二比较信号与该延迟信号，以产生一第一输出信号；

一第二SR正反器，接收该第一比较信号与该第一输出信号，以产生互补的一第二输出信号与一第三输出信号；

该延迟单元，接收该第二输出信号，以产生该延迟信号；以及

一第二与门，接收该第二比较信号与该第三输出信号，以产生一第四输出信号，该第一SR正反器接收该第一比较信号与该第四输出信号，以产生该驱动信号。