CN103152673B

CN103152673B - 基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法和装置

Info

Publication number: CN103152673B
Application number: CN201110403113.2A
Authority: CN
Inventors: 蔡野锋; 马登永; 沐永生; 杨军
Original assignee: Institute of Acoustics CAS
Current assignee: Institute of Acoustics CAS
Priority date: 2011-12-07
Filing date: 2011-12-07
Publication date: 2015-07-08
Anticipated expiration: 2031-12-07
Also published as: CN103152673A

Abstract

本发明涉及一种基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法和装置。该方法包括：1)输入格式转换；2)多比特∑-Δ调制；3)温度计编码转换；4)动态失配整形处理；5)通道数据合并和映射编码；6)控制全桥功放网络的MOSFET管进行开关状态切换，驱动数字化扬声器负载发声。该装置包括：一音源(1)、一数字格式转换器(2)、一多比特∑-Δ调制器(3)、一温度计编码器(4)、一动态失配整形器(5)、一通道数据合并器(6)、一映射编码器(7)、一多通道数字功放器(8)、一数字化扬声器负载(9)；各单元依次顺序连接。本发明提高了功放管及负载的使用效率，节约了其开发周期和硬件实现成本，对数字通道的频响偏差具有较好的免疫力。

Description

基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法和装置

技术领域

本发明涉及一种基于动态失配整形的数字扬声器驱动方法和装置，特别涉及一种基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法和装置。

背景技术

随着大规模集成电路和数字化技术的蓬勃发展，传统的模拟扬声器系统在功耗、体积、重量和信号传输、存储、处理等方面的固有缺陷越来越明显，为了克服这些缺陷，扬声器系统的研发逐渐向低功耗、小外形、数字化与集成化的方向发展，形成了以扬声器系统的数字化为研究核心的全新研究领域。

数字化扬声器系统的研究重点包括：数字化编码调制技术、数字化功率驱动技术和数字化扬声器制作技术。其中，数字化编码调制技术包括两类：基于PWM和基于∑-Δ的编码调制技术；数字化功率驱动技术包括两类：基于半桥式和全桥式功率驱动技术；数字化扬声器包括两类：基于多个扬声器单元的数字化扬声器阵列和基于多个绕组的多音圈扬声器。

目前，美国专利(专利号为US 20060049889A1、US 20090161880A1)公开了基于PWM调制技术的数字化扬声器系统实现过程，但是，基于此调制技术的数字扬声器系统所存在的缺点是其调制结构本身具有非线性缺陷，这会造成编码信号在期望频带内产生非线性失真，如果进一步采用线性化手段进行改善的话，其调制方式的实现难度和复杂度将会大幅度提高。

为了克服PWM调制技术存在的非线性失真缺陷，许多学者致力于研究基于∑-Δ调制技术的数字化扬声器系统实现方法，以提高调制技术自身的线性度，消除调制环节引入的非线性失真成份。基于∑-Δ调制技术的数字化扬声器系统主要分为两类：1比特∑-Δ调制的数字化系统和多比特∑-Δ调制的数字化系统。其中，1比特∑-Δ调制的数字化系统电路实现较为简单，但是，该系统本身存在着以下几个缺陷：①对时钟抖动较为敏感，容易因时钟抖动引入非线性失真；②为了保持调制结构的稳定性，允许的输入信号动态范围较小；③需要较高的开关速率，而功率型MOSFET管在驱动扬声器负载进行高速开关切换的过程中会产生较多的非线性失真成份，同时也会引起MOSFET管发热增加、温度升高和效率降低。

因此，为了解决1比特∑-Δ调制的数字化系统存在的缺陷，许多学者又转向研究基于多比特∑-Δ调制的数字化系统。但是，多比特∑-Δ调制技术在克服上述1比特∑-Δ调制缺点的同时，自身也存在着一个较为致命的缺陷——其调制结构对多个扬声器单元(或者音圈单元)之间的不一致性具有较高的敏感度，容易因多个单元的不一致性而引入较大的编码误差。例如一个5阶3比特的∑-Δ调制器，其过采样因子为32，当数模转换单元之间有1％的误差时，理论上其信噪比会下降40dB，同时还会引入较多的谐波失真分量。

针对多比特∑-Δ调制的数字化扬声器系统，需要着重研究用于消除扬声器单元(或音圈单元)频响差异影响的算法——动态失配整形算法，通过整形滤波操作，消除各扬声器单元(或各音圈单元)的频响差异所造成的信噪比降低和谐波失真增加。中国专利CN101803401A公开了一种基于二元码动态失配整形的数字驱动方法，如图1所示，通过对二元状态的编码信号进行动态失配整形处理后，再送至全桥网络驱动数字扬声器单元发声。该动态失配整形方法仅对“0”和“1”两种状态进行整形处理，以消除扬声器阵列负载的各阵元频响差异性，提高阵列合成信号的质量。由于全桥驱动网络具有四个输入端口，能够最多支持四元状态编码的输入，而二元状态码输入方式并没有达到高效使用全桥驱动网络的目的，因此，针对4输入端口的全桥驱动网络，仍然可以增大输入信号的编码比特位，以提升驱动电路的使用效率。目前，已有文献资料提出了基于“-1”、“0”和“+1”的三元状态编码和“-1”、“0H”、“0L”和“+1”的四元状态编码的数字扬声器驱动方法，并针对“-1”、“0”和“+1”的三元码情况，提出了基于三元码的动态失配整形方法，但是在多通道数字扬声器阵列的驱动过程中，这些现有的方法并没有很好解决扬声器单元之间的频响不一致问题，尤其在基于“-1”、“0”和“+1”三种状态的动态失配整形方法中，由于其将“0H”和“0L”这两种状态合并起来等同为“0”状态，并没有研究“0H”和“0L”这两种状态切换过程中的动态失配整形处理，因此，与二元码动态失配方法相比，这种三元码动态失配方法因忽略了“0”状态的切换并没有取得较好的音质水平，其整形处理结果比二元码的整形处理结果要差一些。

针对现有全桥驱动网络所采用动态失配整形方法在“0H”和“0L”状态切换过程存在的缺陷和不足，有待于研究基于“-1”、“0H”、“0L”和“+1”的四元状态编码的动态失配整形方法，消除“0H”和“0L”状态切换过程中因多个数字化负载的不一致性所产生的谐波及噪声，以提高多通道数字扬声器阵列负载的合成信号质量。

发明内容

本发明的目的是克服现有全桥驱动网络所采用动态失配整形方法在“0H”和“0L”状态切换过程存在的缺陷和不足，从而提出了一种基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法和装置。

为了达到上述发明目的之一，本发明提供了一种基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法，该方法通过通道数据合并和映射编码，将基于二元状态码的动态失配整形方法推广成基于四元状态码的动态失配整形方法，包括如下步骤：

1)输入信号格式转换的步骤，通过数字格式转换器(2)将接收到的音源(1)产生的输入信号转换为位宽为N、采样率为f_s的高比特PCM编码信号；步骤1)中所述输入格式转换分为模拟和数字信号两种情况，针对模拟信号情况，首先需要经过模数转换操作，转换为基于PCM编码的数字信号，然后按照指定位宽和采样率的参数要求进行变换，转换为满足参数要求的PCM编码信号；针对数字信号情况，仅需要按照指定位宽和采样率的参数要求进行变换，转换为满足参数要求的PCM编码信号。

2)多比特∑-Δ调制的步骤，通过多比特∑-Δ调制器(3)将所述数字格式转换器(2)的输出的N比特PCM编码信号转换为位宽为M、采样率为f_o的低比特PCM编码信号；

3)温度计编码转换的步骤，通过温度计编码器(4)将多比特∑-Δ调制器(3)输出的位宽为M的低比特PCM编码信号转换为对应于2^M个数字通道的、位宽为1、采样率为f_o的二元状态码矢量；温度计编码操作，实现了将M比特编码信号按照同等权重分配给2^M个数字通道，各通道上的数字信号仅有“0”和“1”两种编码状态。

4)动态失配整形处理的步骤，基于“0”和“1”二元状态码的动态失配整形器(5)，将所述温度计编码器(4)的输出的2^M个通道的单比特信号矢量进行整形处理，消除由数字化扬声器负载各阵元通道之间频响差异引入的空域合成信号的非线性谐波失真频谱分量，压低音频带内谐波失真成份的强度，将这些谐频成份的功率推到带外高频段，从而降低了带内的谐波失真强度，提高∑-Δ编码信号的音质水平；

5)通道数据合并和映射编码的步骤，通过通道数据合并器(6)将所述动态失配整形器(5)的输出的2^M个数字通道的二元状态码数据流，按照通道顺序依次进行两两合并成一个2比特位宽、四个编码状态的新数据流，形成2^M-1个数字通道的四元状态码，原来2^M个数字通道上的“0”和“1”状态编码经合并后转换为2^M-1个数字通道上的“11”、“01”、“10”和“00”状态编码；

再通过映射编码器(7)将所述通道数据合并器(6)输出的2^M-1个数字通道上的“11”、“01”、“10”和“00”状态编码，重新映射为“10”、“00”、“11”和“01”状态编码；这种映射方式，保证了映射前后的两组四元状态码在控制全桥驱动网络和扬声器负载工作的过程中，所形成的两种空间辐射声压仅相差一个直流偏移分量，从而保证了映射后编码信号能够无失真还原出源信号。

6)功率放大的步骤，通过多通道数字功放器(8)将所述映射编码器(7)输出的2^M-1个数字通道的编码信号进行功率放大，以驱动后级数字化扬声器负载进行开通/关断操作；

最后，通过数字化扬声器负载(9)完成电声转换操作，将所述多通道数字功放器(8)输出的数字化的开关电信号转换为模拟格式的空气振动信号。

作为上述技术方案的一种改进，所述的步骤4)中的动态失配整形处理，采用的动态失配整形算法包括：数据加权平均法(DWA，Data-Weighted Averaging)、向量反馈失配整形法(VFMS，Vector-Feedback mismatch-shaping)和树结构失配整形法(TSMS，Tree-Structure mismatch shaping)。这些算法将由多个数字通道频响差异引入的非线性谐波失真频谱进行白噪声化和整形处理，压低带内谐波失真成份的强度，将其功率推挤到带外高频段，从而消除带内谐波失真同时提升带内信噪比强度。

作为上述技术方案的一种改进，所述的步骤6)是根据2^M个通道中每相邻两通道进行数据合并和映射编码后形成的2^M-1个数字通道的输出状态码去分别控制2^M-1个全桥功放网络进行开关操作。

作为上述技术方案的一种改进，所述步骤2)中的多比特∑-Δ调制的步骤包括：首先，通过插值滤波器，将均衡处理后的高比特PCM编码按照指定的过采样因子m_o进行插值滤波处理，获得过采样的PCM编码信号；然后，进行多∑-Δ调制处理，将音频带宽范围内的噪声能量推到音频带之外，并将原来的高比特PCM码变换为低比特PCM码。

作为上述技术方案的一种改进，所述步骤2)中所述的多比特∑-Δ调制处理采用的多比特∑-Δ调制器结构为高阶单级(Higher-Order Single-Stage)串行调制结构或者多级(Multi-Stage(Cascade、MASH))并行调制结构。

为了达到上述发明的另一目的，本发明还提供了一种基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，该装置包括：音源(1)、数字格式转换器(2)、多比特∑-Δ调制器(3)、温度计编码器(4)、动态失配整形器(5)、多通道数字功放器(8)和数字化扬声器负载(9)，其特征在于，还包括：

一通道数据合并器(6)，与所述动态失配整形器(5)的输出端相连接，用于将2^M个数字通道的二元状态码数据流，按照通道顺序依次进行两两合并，形成2^M-1个数字通道的四元状态码，原来2^M个数字通道上的“0”和“1”状态编码经合并后转换为2^M-1个数字通道上的“11”、“01”、“10”和“00”状态编码；

一映射编码器(7)，与所述通道数据合并器(6)的输出端相连接，用于将2^M-1个数字通道上的“11”、“01”、“10”和“00”状态编码，对应地映射为“10”、“00”、“11”和“01”状态编码；

一多通道数字功放器(8)，与所述映射编码器(7)的输出端相连接，用于对2^M-1个数字通道的编码信号进行功率放大，驱动数字化扬声器负载(9)完成电声转换操作，将数字化的开关电信号转换为模拟格式的空气振动信号。

作为上述技术方案的一种改进，所述音源(1)，用于提供待播放的信号，包括模拟信号或者数字编码信号。可以来自于各种模拟装置所产生的模拟音源信号，也可以是各种数字装置所产生的数字编码信号。

作为上述技术方案的一种改进，所述数字格式转换器(2)，与所述音源(1)的输出端相连接，用于将输入信号转换为位宽为N、采样率为f_s的高比特PCM编码信号。所述数字格式转换器(2)可以包含模数转换器、USB、LAN、COM等数字接口电路和接口协议程序，能够与现有的数字接口格式相兼容，通过这些接口电路和协议程序，所述全数字化超指向性扬声器系统装置能够灵活方便的与其他装置设备进行信息的交互与传递；同时，经过数字格式转换器(2)处理后，原来的输入的模拟或者数字音源信号转换为位宽为N、采样率为f_s的高比特PCM编码信号。

作为上述技术方案的一种改进，所述多比特∑-Δ调制器(3)将数字格式转换器(2)输入的其信号处理过程如下：首先，将原来位宽为N、采样率为f_s的PCM编码按过采样因子m_o进行过采样的插值滤波处理，获得位宽为N、过采样率为f_o的PCM编码信号；然后，按照多比特∑-Δ调制方式，将位宽为N的过采样PCM编码信号转换成位宽为M(M＜N)的低比特PCM编码信号，从而缩减了PCM编码信号的位宽。

作为上述技术方案的一种改进，所述的多比特∑-Δ调制器(3)采用高阶单级串行调制器结构或者多级并行的调制器结构，对插值滤波输出的过采样信号进行噪声整形处理，将噪声能量推挤到音频带之外，保证了系统具有足够高的带内信噪比。。

作为上述技术方案的一种改进，所述的温度计编码器(4)，与所述多比特∑-Δ调制器(3)的输出端相连接，用于将位宽为M比特的PCM编码信号转换为对应于2^M个数字通道的位宽为1、采样率为f_o的二元状态码矢量，从而将单通道的M比特编码信号按照同等位权转换为2^M个通道的单比特信号，从而将扬声器单元也引入到编码流程中，形成扬声器单元的数字化。

作为上述技术方案的一种改进，所述的动态失配整形器(5)，与所述温度计编码器(4)的输出端相连接，通过基于“0”和“1”二元状态码的动态失配整形算法对2^M个数字通道的1比特编码信号矢量进行整形处理，消除由数字化扬声器负载各阵元通道之间频响差异引入的空域合成信号的非线性谐波失真频谱分量，压低音频带内谐波失真成份的强度，将这些谐频成份的功率推挤到带外高频段，从而降低了带内的谐波失真强度，提高∑-Δ编码信号的音质水平。按照现有的各种动态失配整形算法——像数据加权平均法(DWA，Data-Weighted Averaging)、向量反馈失配整形法(VFMS，Vector-Feedback mismatch-shaping)和树结构失配整形法(TSMS，Tree-Structuremismatch shaping)等算法设计基于“0”和“1”二元状态码的动态失配整形器，对2^M个数字通道的1比特编码信号矢量进行整形处理，消除由多个阵元通道之间频响差异引入的非线性谐波失真频谱分量，同时压低音频带内噪声功率水平。

作为上述技术方案的一种改进，所述的通道数据合并器(6)，所述的通道数据合并器(6)，依次将相邻通道进行两两合并，每相邻两个通道上的两个基于“0”和“1”状态的二元编码信号，经合并后转换为单个通道上基于“11”、“01”、“10”和“00”状态的四元编码信号，从而将原来的2^M个数字通道的二元编码信号转化为2^M-1个数字通道的四元编码信号，经数据合并后新生成的数字通道数缩减为原来通道数的1/2。

作为上述技术方案的一种改进，所述映射编码器(7)，将两通道数据合并后产生的四个状态码“11”、“01”、“10”和“00”，并重新映射为“10”、“00”、“11”和“01”四个状态码，保证了映射前状态码用于控制2^M个通道全桥驱动网络进行开关切换所形成的辐射声场，与映射后状态码用于控制2^M-1个通道全桥驱动网络进行开关切换所形成的辐射声场具有完全一致的相位，而两个辐射声场在幅度上仅相差一个直流偏量，从而保证了映射前后编码信号的一致性，同时也保证了基于四元状态码的动态失配整形方法与基于二元码的动态失配整形有同样的整形效果。

作为上述技术方案的一种改进，所述多通道数字功放器(8)，其通道数为2^M-1，每个通道上的数字功放都是由两个半桥功率放大电路组成的全桥功率放大电路，每个半桥上都有一个高边MOSFET和一个低边MOSFET，通过控制这四个MOSFET管的开通或关断操作，可以实现四种不同状态的切换操作。

作为上述技术方案的一种改进，所述数字化扬声器负载(9)为多个音圈或多个扬声器单元组合。数字化扬声器负载(9)的阵列形状，可以根据扬声器单元数量和实际应用需求进行排列，组成适合于实际应用需求的各种阵列形状。

本发明提高了功放管及负载的使用效率，节约了其开发周期和硬件实现成本，对数字通道的频响偏差具有较好的免疫力。与现有技术相比，本发明的优点在于：

A.本发明所采用的数据合并和映射编码方式，将原来的二元状态码转换为四元状态码，同时编码通道数缩减为原来编码通道数的1/2，提高了全桥功放驱动网络和数字扬声器负载的使用效率，降低了功放和扬声器负载的制作复杂度和成本，保证了数字驱动装置具有更高的可靠性和稳定性。

B.本发明所采用的基于二元状态码合并和映射产生四元状态码的方法，将目前广泛实用的基于二元状态码的各种动态失配整形方法成功推广到应用于基于四元状态码的整形处理中，在实用中，仅需要设计简单易实现的二元码动态失配整形器，而不必直接开发难度更大、复杂度更高、稳定性更难于保证的四元码动态失配整形器，降低了基于四元码动态失配整形器的设计实现的难度和复杂度，同时提高了基于四元码动态失配整形器的稳定性和可靠性；另外，还节约了基于四元码动态失配整形器的开发周期和硬件实现成本，同时还保证了其实用过程中的高精度要求。

C.本发明所采用的多比特∑-Δ调制技术——通过噪声整形方法，将音频带内的噪声功率推到带外高频区域，从而保证了音频带内的高信噪比要求。这种调制技术的硬件实现电路简单廉价，同时对电路器件制作过程中所产生的参数偏差具有很好的免疫力。

D.本发明所采用的动态失配整形算法，能够有效地消减各数字通道之间因频响差异引入的非线性谐波失真强度，提高了多通道的合成信号音质水平，因此该驱动装置对于多数字通道之间的频响偏差具有很好的免疫力。

E.本发明所采用的数字化驱动装置，其抗干扰能力强，在复杂的电磁干扰环境中能够保证稳定可靠的工作。

F.本发明所采用的交替开关工作的驱动方式，有效地避免了各扬声器单元(或者各音圈单元)出现因过载造成的非线性失真现象，从而延长了各扬声器单元(或者各音圈)的使用寿命，同时保证了辐射声场的音质水平；另外，功放电路和数字化负载采用开关工作方式，其电声转换效率更高，换能器的发热更少。

G.本发明所采用的直接将放大后的开关信号送到扬声器端，控制扬声器进行开通与关断操作的驱动方式，不需要在数字功放后级加入体积较大、价格昂贵的电感电容进行模拟低通处理，缩减了驱动装置的体积与成本，提高了装置的集成度；同时，对于呈容性特性的压电换能器负载来讲，通常需要加电感进行阻抗匹配，以增加压电扬声器的输出声功率，而在换能器端施加数字信号时，其阻抗匹配效果要优于传统的在换能器端施加模拟信号的阻抗匹配效果。

附图说明

图1是现有技术的基于二元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法示意图；

图2是本发明的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置的示意图；

图3是本发明的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法中数据通道合并的流程示意图；

图4a是现有技术的基于“1”二元状态码控制全桥功放电路开关切换的示意图；

图4b是现有技术的基于“0”二元状态码控制全桥功放电路开关切换的示意图；

图5a表示在误差存在情况下A侧输出状态分别为“1”时全桥驱动网络的输出状态示意图；

图5b表示在误差存在情况下A侧输出状态分别为“0”时全桥驱动网络的输出状态示意图；

图6a是本发明的在误差存在情况下状态码“11”分别送到A侧和B侧的高、低边MOSFET管的输入端时全桥驱动网络产生的输出状态示意图；

图6b是本发明的在误差存在情况下状态码“00”分别送到A侧和B侧的高、低边MOSFET管的输入端时全桥驱动网络产生的输出状态示意图；

图6c是本发明的在误差存在情况下状态码“10”分别送到A侧和B侧的高、低边MOSFET管的输入端时全桥驱动网络产生的输出状态示意图；

图6d是本发明的在误差存在情况下状态码“01”分别送到A侧和B侧的高、低边MOSFET管的输入端时全桥驱动网络产生的输出状态示意图；

图7a是本发明输入的四元状态码为“10”时全桥功放电路开关切换的示意图；

图7b是本发明输入的四元状态码为“01”时全桥功放电路开关切换的示意图；

图7c是本发明输入的四元状态码为“11”时全桥功放电路开关切换的示意图；

图7d是本发明输入的四元状态码为“00”时全桥功放电路开关切换的示意图；

图8是本发明的三个实施例中3比特∑-Δ调制器采用的5阶CIFB(CascadedIntegrators with Distributed Feedback)的拓扑结构示意图；

图9a是本发明的实施例中3比特PCM编码为“001”时的温度计编码的示意图；

图9b是本发明的实施例中3比特PCM编码为“100”时的温度计编码的示意图；

图9c是本发明的实施例中3比特PCM编码为“111”时的温度计编码的示意图；

图10是本发明的实施例中动态失配整形器采用的VFMS(Vector-FeedbackMismatch-Shaping)算法的信号处理流程图；

图11是本发明的实施例中通道数据合并器的处理过程示意图；

图12是本发明的实施例中映射编码器的硬件实现示意图；

图13是本发明的实施例1中有误差无动态失配整形器、有误差四元码动态失配整形和无误差四元码动态失配整形三种仿真情况下，8通道合成信号的频谱图；

图14是本发明的实施例2中传统的三态整形算法和本发明提出的四态整形算法的性能对比图；

图15是本发明的实施例3中八元扬声器阵列和传声器单元的布放位置示意图；

图16是本发明的实施例3中基于二元码的VFMS算法和基于四元码的VFMS算法的性能对比图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

目前，基于“0”和“1”二元状态码所设计的动态失配整形算法，已经取得了较为广泛的应用，并达到了较好的整形性能；而基于“+1”、“0”和“-1”的三元状态码的动态失配整形算法设计较为复杂，在稳定性和可靠性方面还存在着一定的缺陷，尤其是当三元状态码用于全桥驱动网络的控制时，由于其并没有将“0H”和“0L”这两种状态区分开来，而是简单的合并为一个“0”状态，从而造成三元码整形器的整形性能要比二元码整形器的整形性能差一些；另外，基于“+1”、“0H”、“0L”和“-1”四元状态码的动态失配整形算法还没有文献提出。鉴于二元码动态失配整形器的设计方法较为成熟，而四元码动态失配整形器的直接设计较为困难，本发明提出了利用通道合并和映射编码方法，将原来基于“0”和“1”二元状态码的动态失配整形算法推广应用到基于“10”、“11”、“00”和“01”的四元状态码的动态失配整形处理，并利用获得的四个状态码控制全桥驱动网络进行“+1”、“0H”、“0L”和“-1”四个对应状态的切换操作，这种基于二元码动态失配整形处理，并利用通道合并和映射编码转换为四元状态码的方法，隐含着对“0H”和“0L”状态的整形处理，其四元码的动态失配整形效果与二元码的整形效果基本相同。

本发明的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法，主要包括如下步骤：

1)输入格式转换；

2)多比特∑-Δ调制；

3)温度计编码转换；

4)动态失配整形处理；

5)通道数据合并和映射编码；

6)控制全桥功放网络的MOSFET管进行开关状态切换，驱动数字化扬声器负载发声。

在上述技术方案中，进一步地，步骤1)中所述输入格式转换分为模拟和数字信号两种情况，针对模拟输入信号情况，首先需要经过模数转换操作，转换为基于PCM编码的数字信号，然后按照指定的位宽和采样率的参数要求进行变换，转换为满足参数要求的PCM编码信号；针对数字输入信号情况，仅需要按照指定的位宽和采样率的参数要求进行变换，转换为满足参数要求的PCM编码信号。

在上述技术方案中，进一步地，步骤2)中所述多比特∑-Δ调制，其处理过程如下：首先，通过插值滤波器，将均衡处理后的高比特PCM编码按照指定的过采样因数进行插值滤波处理，获得过采样的PCM编码信号；然后，进行多∑-Δ调制处理，将音频带宽范围内的噪声能量推挤到音频带之外，保证了系统在音频带内具有足够高的信噪比，同时经多∑-Δ调制处理后，原来高比特PCM码变换为低比特PCM码，编码比特位数得到了缩减。

在上述技术方案中，进一步地，步骤2)中所述多比特∑-Δ调制，其所采用的多比特∑-Δ调制器结构，可以按照现有各种多比特∑-Δ调制器的设计方法——像高阶单级(Higher-Order Single-Stage)串行调制方法或者多级(Multi-Stage(Cascade、MASH))并行调制方法——进行调制器结构和参数设计，实现对插值滤波器输出的过采样信号进行噪声整形处理，将噪声能量推挤到音频带之外，保证了系统具有足够高的带内信噪比。

在上述技术方案中，进一步地，步骤3)中所述温度计编码转换，用于将位宽为M的低比特PCM编码信号转换为对应于2^M个通道的数字功放和扬声器负载的1比特编码信号。温度计编码操作，实现了将M比特编码信号按照同等权重分配给2^M个数字通道，各通道上的数字信号仅有“0”和“1”两种编码状态。

在上述技术方案中，进一步地，步骤4)中所述动态失配整形处理，是将温度计编码获得的2^M个通道的二元状态码矢量，进行基于0和1二元状态码的动态失配整形处理，消除2^M个通道后级数模转换负载(扬声器单元或者音圈单元)之间频响差异所造成的谐波失真分量，同时降低噪声幅度。

在上述技术方案中，进一步地，步骤4)中所述动态失配整形处理，可以采用现有各种动态失配整形算法——像数据加权平均法(DWA，Data-Weighted Averaging)、向量反馈失配整形法(VFMS，Vector-Feedback mismatch-shaping)和树结构失配整形法(TSMS，Tree-Structure mismatch shaping)算法——进行动态失配整形器的结构和参数设计，将由多个数字通道频响差异引入的非线性谐波失真频谱进行白化和整形处理，压低带内谐波失真成份的强度，将其功率推挤到带外高频段，从而消除带内谐波失真同时提升带内信噪比强度。

在上述技术方案中，进一步地，步骤5)中所述通道数据合并，如图3所示，通过将动态失配整形获得的2^M个通道的二元状态码数据流，按照通道顺序依次进行两两合并，每2个相邻通道的2个1比特位宽信号依次合并成一个通道的2比特位宽信号，该2比特位宽信号具有“00”、“01”、“10”和“11”4种状态组合情况，这样合并后的每个通道上会形成一个2比特位宽、四个编码状态的新数据流，从而将原来的2^M个通道的二元状态码转换成2^M-1个通道的四元状态码。

在上述技术方案中，进一步地，步骤5)中所述映射编码，是将数据通道合并产生的四个状态码，按照表1的映射方式。

表1表示映射编码过程中，通道合并后的四元状态码与映射编码后的四元状态码的对应关系：

表1

通道合并后的四元状态码	映射编码后的四元状态码
		11	10
01	00
		10	11
00	01

重新进行映射编码，原来的“11”状态映射为新的“10”状态、原来的“01”状态映射为新的“00”状态、原来的“10”状态映射为新的“11”状态、依次将原来的“00”状态映射为新的“01”状态。这种映射方式的具体推导过程如下：

在“1”和“0”二元状态码控制全桥功放电路开关动作时，其两种状态输入情况下，四个MOSFET管的开关和电流流动方向，如图4a和4b所示，“HA”和“LA”分别为A侧高边和低边MOSFET管的标号；同样，“HB”和“LB”分别为B侧高边和低边MOSFET管的标号。如图4a所示，在“1”状态输入时，HA和LB同时关闭，HB和LA同时断开，这时电流会从A端经扬声器单元流到B端，此时扬声器单元上承受的电压为“+1”；同样，如图4b所示，在“0”状态输入时，HB和LA同时关闭，HA和LB同时断开，这时电流会从B端经扬声器单元流到A端，此时扬声器单元上承受的电压为“-1”。

在实际应用中，MOSFET管、后级扬声器负载以及供电电源等环节经常会引入误差成份，假设在误差存在的情况下，如图5a和5b所示，A侧输出状态分别为“1”和“0”时，其存在的误差分别定义为1+ε_A和η_A，同样，B侧输出状态分别为“1”和“0”时，其存在的误差分别定义为1+ε_B和η_B。当两个数据通道的1比特信号进行数据合并时，其可能产生的四个状态码分别为“11”、“01”、“10”和“00”。

如图6所示，假设将两个相邻通道合并后得到的状态码“11”分别送到A侧和B侧的高、低边MOSFET管的输入端时，则在A侧和B侧分别由状态输入产生的输出为1+ε_A和1+ε_B，在这两个通道进行数据状态合并之前，两个通道上输出给两个扬声器负载的电平状态都是高电平(即对应于“1”状态或者对应电压幅度Vcc)，两个通道的数据同时输出给两个扬声器单元时，由两个扬声器单元转换产生的声压会按照线性叠加关系进行加和，这种由两个扬声器单元进行声压线性叠加所形成的声场可以等效于由单个扬声器单元在施加状态“2”(或者2倍电压幅度Vcc)经转换后所产生的声场辐射效果，因此，在相邻两个通道进行数据合并后，需要保证合并后产生的单个通道的数据状态经由单个扬声器单元转换后所产生的辐射声场与合并前由两个通道的两个扬声器转换所产生辐射声场的线性加和结果趋于等效。

如图6a所示，按照相邻两通道数据合并前与数据合并后的辐射声场等效的准则，合并后得到的状态码“11”分别送到A侧和B侧的高、低边MOSFET管的输入端时，则需要等效在单个扬声器负载上施加的输入状态为：2+ε_A+ε_B，其对应的电压幅度为：(2+ε_A+ε_B)*Vcc。同理，如图6b～d所示，当合并后得到的状态码分别为“00”、“10”和“01”时，则需要等效在单个扬声器负载上施加的输入状态分别为：η_A+η_B、1+ε_A+η_B和1+ε_B+η_A，其对应的电压幅度分别为：(η_A+η_B)*Vc、(1+ε_A+η_B)*Vcc和(1+ε_B+η_A)*Vcc。为了满足四元状态码对单个通道的全桥功放驱动电路的开关切换控制要求，上述等效施加在单个扬声器单元的四个状态量：2+ε_A+ε_B、1+ε_A+η_B、1+ε_B+η_A和η_A+η_B，需要进行直流搬移，减少1+ε_B+η_B，从而将等效施加在单个扬声器单元上的四个状态量分别调整为：1+ε_A-η_B、0H+ε_A-ε_B、0L+η_A-η_B和-1+η_A-ε_B，其对应等效施加在单个扬声器单元上的电压幅度分别为：(1+ε_A-η_B)*Vcc、(0H+ε_A-ε_B)*Vcc、(0L+η_A-η_B)*Vcc和-1+(η_A-ε_B)*Vcc。假设这四个进行直流偏移调整后的状态量分别对应的四个状态码定义为：“10”、“11”、“00”和“01”，当调整后的四元状态码分别输入到全桥功放电路时，其形成的施加于单个扬声器单元的四个状态量分别为：1+ε_A-η_B、0H+ε_A-ε_B、0L+η_A-η_B和-1+η_A-ε_B，其对应的施加在单个扬声器单元的电压幅度分别为(1+ε_A-η_B)*Vcc、(0H+ε_A-ε_B)*Vcc、(0L+η_A-η_B)*Vcc和（-1+η_A-ε_B)*Vcc。

按照上述定义的这种对应关系，通道合并后产生的四元状态码“11”、“01”、“10”和“00”，经映射后重新编码为“10”、“00”、“11”和“01”的过程中，保证了映射前后的两组四元状态码在控制全桥驱动网络和扬声器负载工作的过程中，所形成的两种空间辐射声压仅相差一个直流偏移分量，从而保证了映射后编码信号能够无失真还原出源信号。通过通道合并和映射编码后，原来所设计的适用于二元状态码的动态失配整形算法，同样也能够适用于映射后的四元状态码的动态失配整形处理，这种依赖于通道合并和映射编码的方法，将基于二元状态码的动态失配整形方法推广成基于四元状态码的动态失配整形方法，简化了基于四元码动态失配整形器的设计复杂度，同时，与传统的三元状态码的动态失配整形方法相比，本发明所采用的基于四元状态码的动态失配整形方法能够对“0H”和“0L”这两个状态进行有效的失配整形处理，提高了动态整形算法的精度，改善了最终合成声场的音质水平。

在上述技术方案中，进一步地，步骤6)中所述开关状态切换，是根据2^M个通道中每相邻两通道进行数据合并和映射编码后形成的2^M-1个数字通道的输出状态码去分别控制2^M-1个全桥功放网络进行开关操作。

如图7a～d所示，当任意通道上输入给相应的全桥功放网络的状态为“10”时，该通道A侧的高边MOSFET管闭合，同时B侧的低边MOSFET管闭合，从而施加到扬声器负载上的电压幅度为+Vcc；同理，当任意通道输入给相应的全桥功放网络的状态为“01”时，该通道A侧的低边MOSFET管闭合，同时B侧的高边MOSFET管闭合，从而施加到扬声器负载上的电压幅度为-Vcc；另外，当任意通道输入给相应的全桥功放网络的状态为“00”或者“11”时，其A、B两侧的两个低边MOSFET或者两个高边MOSFET同时闭合，这样保证了扬声器负载上无施加电压存在，同时该负载上也没有电流通过，从而保证了扬声器振膜静止不动，不对外进行声压辐射。

在上述技术方案中，进一步地，步骤6)中所述数字化扬声器负载可以为多个扬声器单元组成的数字化扬声器阵列，也可以为具有多个音圈绕组的扬声器单元，还可以为多个多音圈扬声器单元组成的数字扬声器阵列。

如图2所示，制作一个依据本发明的一种基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，其主体由音源(1)、数字格式转换器(2)、多比特∑-Δ调制器(3)、温度计编码器(4)、动态失配整形器(5)、通道数据合并器(6)、映射编码器(7)、多通道数字功放器(8)、数字化扬声器负载(9)等组成。

音源(1)，可以选用在PC机硬盘内存储的MP3格式的音源文件，通过USB端口按数字格式输出；也可以选用MP3播放器内存储的音源文件，通过模拟格式输出；还可以利用信号源产生音频范围内的测试信号，也通过模拟格式输出。

数字格式转换器(2)，与所述音源(1)的输出端连接，包含数字输入格式和模拟输入格式两种输入接口，针对数字输入格式，采用TI公司的一款型号为PCM2706的USB接口芯片，能够将PC机内存储的MP3类型文件经由USB端口按照16比特位宽、44.1KHz采样率通过I2S接口协议实时读入到Altera公司的一款型号为CycloneIII EP3C80F484C8的FPGA芯片内；针对模拟输入格式，采用Analog Devices公司的一款型号为AD1877的模数转换芯片，将模拟音源信号转换为16比特、44.1KHz的PCM编码信号，也通过I2S接口协议实时读入到FPGA芯片内。

多比特∑-Δ调制器(3)，与所述数字格式转换器(2)的输出端相连接，首先，在FPGA芯片内部，进行过采样的插值滤波操作，将44.1KHz、16比特的PCM编码信号，按三级进行升采样插值处理，第一级插值因子为4，采样率升为176.4KHz，第二级插值因子为4，采样率升为705.6KHz，第三级插值因子为2，采样率升为1411.2KHz。在经过32倍插值处理后，原44.1KHz、16比特的PCM信号转换为1.4112MHz、16比特的过采样PCM信号；然后按照3比特的∑-Δ调制方式，将过采样的1.4112MHz、16比特的PCM编码信号转换成为1.4112MHz、3比特的PCM编码信号。在以下三个实施例中，如图8所示，3比特∑-Δ调制器采用5阶CIFB(CascadedIntegrators with Distributed Feedback)的拓扑结构，其输出对应于9级量化电平状态，其中调制器所采用的参数如表2所示。表2表示本发明的三个实施例中3比特∑-Δ调制器采用的5阶CIFB结构的参数设置表；

表2

参数名

理想参数

CSD变换

CSD值

a1、b1	0.2065	2^-2-2^-5-2^-6	0.2031
				a2、b2	0.2109	2^-2-2^-5-2^-7	0.2109
a3、b3	0.2289	2^-2-2^-8-2^-6	0.2305
				a4、b4	0.2838	2^-2+2^-9+2^-5	0.2832
a5、b5	0.4656	2^-1-2^-8-2^-5	0.4648
				b6	1	——	——
c1	0.1205	2^-3-2^-8-2^-11	0.1206
				c2	0.2904	2^-2+2^-5+2^-7	0.2891
c3	0.5926	2^-1+2^-4+2^-5	0.5938
				c4	1.3746	2⁰+2^-2+2^-3	1.3750
c5	3.8554	2²-2^-6-2^-3	3.8594

为了节约硬件资源，降低其实现代价，在FPGA芯片内部，通常会采用移位加法运算来代替常数乘法运算，并将∑-Δ调制器所使用的参数用CSD编码表示。

温度计编码器(4)，与所述多比特∑-Δ调制器(3)的输出端相连接，将1.4112MHz、3比特的PCM调制信号按照温度计编码方式转换为对应8个数字通道的1.4112MHz、1比特二元状态码矢量。如图9a所示，当3比特PCM编码为“001”，其转换的温度计编码为“00000001”，这表明8个数字通道上仅有1个数字通道上输出状态“1”，其余7个数字通道上输出状态“0”；如图9b所示，当3比特PCM编码为“100”时，其转换的温度计编码为“00001111”，这表明8个数字通道上有4个数字通道上输出状态“1”，其余4个数字通道上输出状态“0”；如图9c所示，当3比特PCM编码为“111”，其转换的温度计编码为“01111111”，这表明8个数字通道上仅有1个数字通道上输出状态“0”，其余7个数字通道上输出状态“1”。

动态失配整形器(5)，与温度计编码器(4)的输出端相连接，用于消除因各数字通道之间频响差异所引起的非线性谐波失真分量。动态失配整形器(5)按照非线性谐波失真分量最少的优化准则，对8位温度计编码进行排序，从而决定出给8个数字通道的编码分配方式。如图9a～c所示，其中，图9b的温度计编码为“00001111”，通过动态失配整形器进行次序排列后，将决定通道1、4、5、7上分配编码“1”，通道2、3、6、8上分配编码“0”，从而保证这8个数字通道所形成的合成信号中包含最少的谐波失真分量。在以下三个实施例中，动态失配整形器采用了向量反馈失配整形(VFMS，Vector-Feedback mismatch-shaping)算法，其信号处理流程如图10所示，其中MTF-1模块为所设计的整形滤波器，负责对矢量量化器产生的误差信号进行整形处理，将谐波分量推挤到带外高频段，其中MTF采用二阶滤波器结构，其z域表达式为(1-z^-1)²。-min()负责取出矢量中的最小值，并对其进行取反。在FPGA芯片内部，通过动态失配整形器处理后，由通道频响差异引起的谐波分量被推到带外高频段，从而提高了带内音源信号的音质水平。

通道数据合并器(6)，与动态失配整形器(5)的输出端相连接。如图11所示，8个通道的整形后矢量按照相邻通道进行两两合并，形成了4个数据通道的2比特编码信号，各通道上合成后的四个状态码为：“11”、“01”、“10”和“00”。

映射编码器(7)，与通道数据合并器(6)的输出端相连接。按照定义的映射方式，将各通道上合成后的四个状态码为：“11”、“01”、“10”和“00”，分别重新映射为“10”、“00”、“11”和“01”。图12给出了映射编码的硬件实现示意图，通过4通道的数据选择器实现了四元状态码的映射变换。

多通道数字功放器(8)，与映射编码器(7)的输出端相连接。本实施例中，数字功放芯片选用TI公司的一款型号为TAS5121的数字功放芯片，该芯片的响应时间在100ns量级，能够无失真响应1.4112MHz的码流信号。该功放芯片内部具有两个半桥通道，可以用两个半桥通道驱动一个扬声器单元，形成全桥功放网络。将映射后的四个状态码“10”、“00”、“11”和“01”，送至该芯片的两个输入通道，对全桥网络的四个MOSFET管进行通断控制，形成“+1”、“0L”、“0H”和“-1”四个切换状态的电流路径。

数字化扬声器负载(9)，与多通道数字功放(8)的输出端相连接。

实施例1：

在本实施例中，首先，按照传统的二态VFMS算法设计动态失配整形器；然后，按照图11所示进行通道数据合并，并进行编码映射；最后，用映射编码状态去控制全桥驱动网络的MOSFET管进行开关切换，从而驱动换能器负载发声。

假定全桥驱动网络所驱动的后级换能器负载为理想的超宽带负载单元，当功率管的输出状态“0”或者“1”时，理想的换能器负载能够将这些状态精确的辐射出去。假定8个数字通道上的换能器负载的频响完全一致，在这一假设条件下，经仿真获得的基于四元状态码动态失配整形方法的8通道合成信号频谱如图13的点线所示。

假定换能器负载单元在辐射“0”或者“1”状态时，存在着一定的幅度误差，其误差分布服从均值为0、方差为0.01的高斯分布，按照这一误差分布特性，8个通道的负载之间存在着一定的频响差异性，经仿真所获得的未采用动态失配整形方法的8通道合成信号频谱如图13的实线所示；而采用基于四元状态码动态失配整形方法的8通道合成信号频谱如图13的点划线所示。

对比图13中实线和点划线可以看出，基于四元码的动态失配整形方法能够有效的消除由多个通道的频响差异所引起的各次谐波分量，同时提高音频带内的信噪比水平。对比图13中点线和点划线可以看出，通道之间的频响偏差，会严重降低带内的信噪比水平，即使采用了四元码动态失配整形处理，只能改善带内信噪比水平，仍然与理想的无误差情况相差甚大。

实施例2：

在本实施例中，假定全桥驱动网络所驱动的后级换能器负载为理想的超宽带负载单元，假定换能器负载单元在辐射“0”或者“1”状态时，存在着一定的幅度误差，其误差分布服从均值为0、方差为0.01的高斯分布，按照这一误差分布特性，8个通道的负载之间存在着一定的频响差异性。

当采用传统的基于“+1”、“0”和“-1”的三元状态码VFMS算法进行8通道失配整形时，其8通道合成信号的频谱如图14的实线所示，而采用本发明所提出的基于“+1”、“0H”、“0L”和“-1”的四元码VFMS算法时，其8通道合成信号的频谱如图14的虚线所示。对比图14的曲线可以看出，传统的基于“+1”、“0”和“-1”的三元码动态失配整形算法，忽略了“0H”和“0L”的状态差别，其整形结果中，仍然包含有高次谐波分量，并没有达到完全消除谐波分量的目的，而基于本发明所提出的基于“+1”、“0L”、“0H”和“-1”的四元码动态失配整形算法，其整形处理结果中已经完全消除了谐波失真分量。另外，两种方法在信噪比方面的改善程度也有很大的差异，采用传统的三元码失配整形方法所获得的合成信号信噪比约为64dB；而采用本发明的四元码失配整形方法所获得的合成信号信噪比约为120dB，本发明所提出的方法，与传统的三元码动态失配整形方法相比，理论上能够提高约为56dB的信噪比水平，这说明本发明所提出方法能够完全消除因通道频响差异所产生的谐波失真分量，同时具有较好的信噪比改善能力。

实施例3：

本实施例中，数字化负载单元采用惠威公司生产的带箱体的全频带扬声器单元组成8元线性阵列，其中扬声器单元直流电阻为15Ω，阵元间距为12cm，阵长96cm；传声器单元采用Audio Precision公司的AP2722音频分析仪上自带的传声器，传声器接收信号通过AP2722音频分析仪进行采集和记录、并通过FFT分析以获得接收信号频谱。

在全消声室内，八元扬声器阵列和传声器单元的布放如图15所示，其中传声器置于扬声器阵列轴线上3米处，传声器单元和扬声器阵列中心距地面高度为1米。八元线性阵列用于比较在采用二元码动态失配整形器和四元码失配整形器两种情况下阵列合成信号的性能差异，其中二元码动态失配整形器将使用8个扬声器单元，而四元码动态失配整形器将使用中心位置附近的4个扬声器单元。在进行两种情况的测试过程中，因二元码动态失配整形情况使用的扬声器单元数量比四元码动态失配整形情况的扬声器单元数量多一倍，因此，需要调整四元码整形情况下的输入信号幅值为二元码整形情况下输入幅值的2倍，并一直严格保持这一幅值对应关系进行两种情况下的测试实验。

当输入信号为1KHz的单频正弦信号时，基于传统的基于二元码动态失配整形方法所获得的8通道合成信号频谱如图16的实线所示；而基于本发明所提出的基于四元码动态失配整形方法所获得的8通道合成信号频谱如图16的虚线所示。观察图16可以看出，本发明所提出的基于四元码的整形方法所获得的接收信号频谱，与传统的基于二元码的整形方法所获得的接收信号频谱基本相同，这说明两种整形方法的性能差别不大。

改变输入信号的频率，依次测量500Hz、1KHz和8KHz三种单频正弦信号输入情况下，传声器所接收信号的信噪比、总谐波失真比和声压级。表3给出了三种频率情况下，采用传统的基于二元码整形方法和本发明提出的基于四元码整形方法所获得8通道合成信号的信噪比、总谐波失真比和声压级数值。

表3表示本发明实施例3中基于传统二元码失配整形方法和基于本发明提出的四元码失配整形方法的性能测试对照表。

表3

对比这些数值，可以看出本发明所提出的整形方法的性能，与传统的二元码整形方法相差很小，这说明本发明所提出整形方法，具有和传统二元码整形方法基本相当的性能水平。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims

1.一种基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法，该方法通过通道数据合并和映射编码，将基于二元状态码的动态失配整形方法推广成基于四元状态码的动态失配整形方法，包括如下步骤：

1)输入信号格式转换的步骤，通过数字格式转换器(2)将接收到的音源(1)产生的输入信号转换为位宽为N、采样率为f_s的高比特PCM编码信号；

2)多比特Σ-Δ调制的步骤，通过多比特Σ-Δ调制器(3)将所述数字格式转换器(2)输出的N比特PCM编码信号转换为位宽为M、采样率为f_o的低比特PCM编码信号；

3)温度计编码转换的步骤，通过温度计编码器(4)将所述多比特Σ-Δ调制器(3)输出的位宽为M的低比特PCM编码信号转换为对应于2^M个数字通道的、位宽为1、采样率为f_o的二元状态码矢量；

4)动态失配整形处理的步骤，基于“0”和“1”二元状态码的动态失配整形器(5)，将所述温度计编码器(4)输出的2^M个通道的单比特信号矢量进行整形处理，消除由数字化扬声器负载各阵元通道之间频响差异引入的空域合成信号的非线性谐波失真频谱分量，压低音频带内谐波失真成份的强度，将这些谐频成份的功率推到带外高频段，从而降低了带内的谐波失真强度，提高Σ-Δ编码信号的音质水平；

5)通道数据合并和映射编码的步骤，通过通道数据合并器(6)将所述动态失配整形器(5)输出的2^M个数字通道的二元状态码数据流，按照通道顺序依次进行两两合并成一个2比特位宽、四个编码状态的新数据流，形成2^M-1个数字通道的四元状态码，原来2^M个数字通道上的“0”和“1”状态编码经合并后转换为2^M-1个数字通道上的“11”、“01”、“10”和“00”状态编码；

再通过映射编码器(7)将所述通道数据合并器(6)输出的2^M-1个数字通道上的“11”、“01”、“10”和“00”状态编码，重新映射为“10”、“00”、“11”和“01”状态编码；

2.根据权利要求1所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法，其特征在于，所述的步骤4)中的动态失配整形处理，采用的动态失配整形算法包括：数据加权平均法DWA、向量反馈失配整形法VFMS和树结构失配整形法TSMS；这些算法将由多个数字通道频响差异引入的非线性谐波失真频谱进行白噪声化和整形处理，压低带内谐波失真成份的强度，将其功率推到带外高频段，从而消除带内谐波失真同时提升带内信噪比强度。

3.根据权利要求1所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法，其特征在于，所述的步骤6)是根据2^M个通道中每相邻两通道进行数据合并和映射编码后形成的2^M-1个数字通道的输出状态码分别去控制2^M-1个全桥功放网络进行开关操作。

4.根据权利要求1所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法，其特征在于，所述步骤2)中的多比特Σ-Δ调制的步骤包括：首先，通过插值滤波器，将均衡处理后的高比特PCM编码按照指定的过采样因子f_o进行插值滤波处理，获得过采样的PCM编码信号；然后，进行多比特Σ-Δ调制处理，将音频带宽范围内的噪声能量推到音频带之外，并将原来的高比特PCM码变换为低比特PCM码。

5.根据权利要求1所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动方法，其特征在于，所述步骤2)中所述的多比特Σ-Δ调制处理采用的结构为高阶单级串行调制结构或者多级并行调制结构。

6.一种基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，该装置包括：音源(1)、数字格式转换器(2)、多比特Σ-Δ调制器(3)、温度计编码器(4)、动态失配整形器(5)、多通道数字功放器(8)和数字化扬声器负载(9)，其特征在于，还包括：

所述映射编码器(7)的输出端连接多通道数字功放器(8)，该多通道数字功放器(8)用于对2^M-1个数字通道的编码信号进行功率放大，驱动数字化扬声器负载(9)完成电声转换操作，将数字化的开关电信号转换为模拟格式的空气振动信号；

所述数字格式转换器(2)，与所述音源(1)的输出端相连接，用于将输入信号转换为位宽为N、采样率为f_s的高比特PCM编码信号；包括模数转换器、USB、LAN、COM数字接口电路；

所述多比特Σ-Δ调制器(3)，与所述数字格式转换器(2)的输出端相连接，用于将输入的位宽为N、采样率为f_s的PCM编码按过采样因子m_o进行过采样的插值滤波处理，获得位宽为N、过采样率为f_o的PCM编码信号；然后，按照多比特Σ-Δ调制方式，将位宽为N的过采样PCM编码信号转换成位宽为M，其中，M<N，的低比特PCM编码信号；

所述的温度计编码器(4)，与所述多比特Σ-Δ调制器(3)的输出端相连接，用于将位宽为M比特的PCM编码信号转换为对应于2^M个数字通道的位宽为1、采样率为f_o的二元状态码矢量，将单通道的M比特编码信号按照同等位权转换为2^M个通道的单比特信号，从而将扬声器单元也引入到编码流程中，形成扬声器单元的数字化；

所述的动态失配整形器(5)，与所述温度计编码器(4)的输出端相连接，通过基于“0”和“1”二元状态码的动态失配整形算法，对2^M个数字通道的1比特编码信号矢量进行整形处理，消除由数字化扬声器负载各阵元通道之间频响差异引入的空域合成信号的非线性谐波失真频谱分量，压低音频带内谐波失真成份的强度，将这些谐频成份的功率推挤到带外高频段，从而降低了带内的谐波失真强度，提高Σ-Δ编码信号的音质水平。

7.根据权利要求6所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，其特征在于，所述音源(1)，用于提供待播放的信号，包括模拟信号或者数字编码信号。

8.根据权利要求6所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，其特征在于，所述的多比特Σ-Δ调制器(3)采用高阶单级串行调制器结构或者多级并行的调制器结构，对插值滤波输出的过采样信号进行噪声整形处理，将噪声能量推到音频带之外，保证了系统具有足够高的带内信噪比。

9.根据权利要求6所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，其特征在于，所述的通道数据合并器(6)，依次将相邻通道进行两两合并，每相邻两个通道上的两个基于“0”和“1”状态的二元编码信号，经合并后转换为单个通道上基于“11”、“01”、“10”和“00”状态的四元编码信号，从而将原来的2^M个数字通道的二元编码信号转化为2^M-1个数字通道的四元编码信号，经数据合并后新生成的数字通道数缩减为原来通道数的1/2。

10.根据权利要求6所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，其特征在于，所述映射编码器(7)，将两通道数据合并后产生的四个状态码“11”、“01”、“10”和“00”，重新映射为“10”、“00”、“11”和“01”四个状态码，保证了映射前状态码用于控制2^M个通道全桥驱动网络进行开关切换所形成的辐射声场，与映射后状态码用于控制2^M-1个通道全桥驱动网络进行开关切换所形成的辐射声场具有完全一致的相位，而两个辐射声场在幅度上仅相差一个直流偏量，从而保证了映射前后编码信号的一致性，同时也保证了基于四元状态码的动态失配整形方法与基于二元码的动态失配整形有同样的整形效果。

11.根据权利要求6所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，其特征在于，所述多通道数字功放器(8)，其通道数为2^M-1，每个通道的数字功放器都是由两个半桥功率放大电路组成的全桥功率放大电路，每个半桥上都有一个高边MOSFET和一个低边MOSFET，通过控制这四个MOSFET管的开通或关断操作实现四种不同状态的切换操作。

12.根据权利要求6所述的基于四元码动态失配整形的数字扬声器驱动装置，其特征在于，所述数字化扬声器负载(9)由多个音圈或多个扬声器单元组合。