CN103138619A - 一种用于三相三电平光伏并网逆变器的零序分量注入抑制中点电位波动方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种三相三电平光伏并网逆变器中点电位平衡控制技术。在空间电压矢量图区域划分的基础上，提出了一种基于矢量分区概念的三电平SVPWM零序分量分析方法。研究结果表明对三电平SVPWM选择适当的冗余电压矢量可以通过对三角载波型PWM叠加适当的零序分量等效实现，并在此基础上提出了一种新的基于零序分量叠加的中点电压控制方法。所提出的零序分量分析方法直观有效，物理意义清晰，实现方法简单，不需要增加额外的硬件电路。

Description

一种用于三相三电平光伏并网逆变器的零序分量注入抑制中点电位波动方法

技术领域：

本发明涉及一种用于三相三电平光伏并网逆变器的零序分量注入抑制中点电位波动方法，适用于三电平主电路的有源逆变和无源逆变场合。

背景技术：

近些年来，随着我国国民经济的迅速发展，工业、电力、交通、新能源及其它一些相关领域对大容量电力电子变换装置的需求更加迫切。多电平逆变器的电路拓扑结构能够避免功率器件直接串联引起的动态均压问题，同时降低电压变化率、减小共模干扰、提高等效开关频率、减少输出电压谐波分量，成为大功率有源、无源逆变领域研究的重点。三电平电压型逆变器结构相对简单，所用器件相对较少，可靠性较高，因而成为最具实际应用价值的多电平电路结构。

对于二极管箝位型的多电平逆变器，中点平衡问题是其存在的固有问题。两串联电容的连接点就是其电位中点，当该点的电位发生波动时，就出现了中点电位不平衡现象。中点电位的波动会造成电容电压的不对称，这一方面会加剧交流输出侧电压的畸变；另一方面会造成开关器件关断时承受的电压不一致，严重时会导致开关器件击穿。所以，多电平逆变器的中点电位波动必须要加以抑制。

发明内容：

技术问题：本发明的目的是提出一种用于三相三电平光伏并网逆变器的零序分量注入抑制中点电位波动方法，一方面可以避免使用硬件箝位方案，另一方面提高了中点电位控制的可靠性和灵活性。

技术方案：本发明用于三相三电平光伏并网逆变器的零序分量注入抑制中点电位波动方法，对三角载波型PWM叠加适当的零序分量的具体实现过程为：

1、分析三电平逆变器空间电压矢量图，在此基础上将整个空间矢量图按六个中矢量(即空间矢量图中幅值介于大矢量和小矢量之间的电压矢量，如PON，OPN等)进行区域划分，可以分为六个矢量工作扇区，如图3所示。

2、设任意一个三角载波PWM周期内的工作情况如图4所示，其中，v_a ^*，v_b ^*，v_c ^*为三相参考调制波，v_c1、v_c2为三角载波，根据三角载波和参考调制波的比较关系，可以得到三相桥臂的开关状态，也即对应于三相桥臂的动作时序。

3、设合成目标参考矢量的三个空间矢量POO(ONN)、PON、OON的作用时间分别是2T₀、2T₁和2T₂，T＝T_s/2，系数k是T₀的分配因子。在上述参量已知情况下可以得出SVPWM的隐含三相调制波函数：

v_a ^*＝(k·T₀+T₁)/T        (1)

v_b ^*＝(k·T₀+T₁+T₂)/T-1   (2)

v_c ^*＝k·T₀/T-1           (3)

设v_a、v_b和v_c为载波PWM模式下参考给定电压信号，根据规则采样及

伏秒平衡原则，可以得出：

T₁＝(v_a-v_c-1)·T             (4)

T₂＝(1-v_a+v_b)·T             (5)

T₀＝T-T₁-T₂＝(1-v_b+v_c)·T    (6)

将式(4)、(5)、(6)代入式(1)、(2)、(3)，可以得到：

v_a ^*＝v_a+v_z                   (7)

v_b ^*＝v_b+v_z    (8)

v_c ^*＝v_c+v_z    (9)

其中

v_z＝(k-1)·v_c-k·v_a+2k-1  (10)

由式(10)可以看出，分配因子k在0～1之间变化，对应于三角载波中零序分量v_z的变化，k可以是个定值，也可以是随时间变化的量，随着k取不同的值，产生的PWM模式也不同。

4、假定参考电压矢量位于第①扇区的C三角形中，其等效参考调制波、相应的开关状态及电压矢量如图4所示。假设此时系统控制需要叠加正的零序分量，若零序分量值较大，则可能使得三相参考调制波中的B相分量v_b ^*发生极性的变化，即由负变为正，则此时参考调制波、相应开关状态及电压矢量用也将发生相应的变化，具体的时序状态如图5所示。设v_az、v_bz和v_cz为叠加了系统控制所需零序分量后的参考给定电压信号，

由规则采样及伏秒平衡原则，可以得出：

T_1z＝(1-v_bz+v_cz)·T          (11)

T_2z＝(v_az-v_cz-1)·T          (12)

T_0z＝T-T₁-T₂＝(1-v_az+v_bz)·T (13)

并有

v_az＝v_a+v_zc                  (14)

v_bz＝v_b+v_zc                  (15)

v_cz＝v_c+v_zc                  (16)

其中，v_zc是根据系统控制需要而注入的零序分量，T_1z、T_2z、T_0z为注入的零序分量后的相应电压矢量作用时间。

5、通过对三电平逆变器中点电流的分析，我们知道欲使每个控制周期中直流电压的变化为零，则需在一个控制周期T_s中控制流经中点的平均中点电流为零，考虑图4所示三相桥臂开关状态，同时假定一个控制周期T_s内三相负载电流不变，分别为I_a、I_b、I_c，则可以得出当参考矢量位于第①扇区C三角形中时，一个控制周期里平均中点电流为：

I_np＝-(v_ac·I_a-v_bc·I_b-v_cc·I_c)    (17)

且有：

v_ac＝v_a ^*+v₀         (18)

v_bc＝v_b ^*+v₀         (19)

v_cc＝v_c ^*+v₀         (20)

根据上一节的分析，将式(18)、(19)、(20)代入式(17)并令I_np＝0，可得到：

$v_0=\frac{{v_a}^{*}\·I_a-{v_b}^{*}\·{I_b-v_c}^{*}\·I_c}{2I_c}---\left(21\right)$

有益效果：式(21)就是平均意义上的中点电压控制方程，根据此式得出的零序分量v₀叠加到参考调制波v_a ^*、v_b ^*和v_c ^*中，即可以实现冗余小矢量的时间分配，达到中点电位平衡的目的。可以看出，式(21)给出的中点控制算法简便易行，有利于计算机数字实现。

附图说明：

图1为三电平逆变器主电路结构图。

图2为三电平逆变器空间电压矢量图。

图3为空间矢量图的区域划分图。

图4为载波PWM与SVPWM开关时序图。

图5为参考电压具有极性跳变情形的开关时序图。

图6为k值取0.5，系统输出频率为50Hz，而调制系数为1.0的A相调制波、零序电压波形及基波分量图。

图7为k值取0.5，系统输出频率为50Hz，而调制系数为0.8的A相调制波、零序电压波形及基波分量图。

图8为k值取0.5，系统输出频率为50Hz，而调制系数为0.4的A相调制波、零序电压波形及基波分量图。

图9为采用本专利所述的控制策略时，中点电压控制波形。

图10为三相三电平光伏并网逆变器结构示意图。

Claims (1)

1.一种用于三相三电平光伏并网逆变器的零序分量注入抑制中点电位波动方法，其特征在于对三角载波型PWM叠加适当的零序分量的具体实现过程：

1、三电平逆变器主电路结构如图1所示，其三相开关状态可用图2所示空间矢量图说明，在此基础上将整个空间矢量图按六个中矢量(即空间矢量图中幅值介于大矢量和小矢量之间的电压矢量，如PON，OPN等)进行区域划分，可以分为六个矢量工作扇区，如图3所示。

2、设任意一个三角载波PWM周期内的工作情况如图4所示，其中，v_a ^*，v_b ^*，v_c ^*为三相参考调制波，v_c1、v_c2为三角载波，根据三角载波和参考调制波的比较关系，可以得到三相桥臂的开关状态，也即对应于三相桥臂的动作时序。从SVPWM的角度分析这个三相桥臂的动作时序，可以发现该模式对应于图3所示第①扇区的C₁三角形的空间矢量合成时序。

3、设合成目标参考矢量的三个空间矢量POO(ONN)、PON、OON的作用时间分别是2T₀、2T₁和2T₂，T＝T_s/2，系数k是T₀的分配因子。在上述参量已知情况下可以得出SVPWM的隐含三相调制波函数：

v_a ^*＝(k·T₀+T₁)/T      (1)

v_b ^*＝(k·T₀+T₁+T₂)/T-1 (2)

v_c ^*＝k·T₀/T-1         (3)

设v_a、v_b和v_c为载波PWM模式下参考给定电压信号，根据规则采样及伏秒平衡原则，可以得出：

T₁＝(v_a-v_c-1)·T             (4)

T₂＝(1-v_a+v_b)·T             (5)

T₀＝T-T₁-T₂＝(1-v_b+v_c)·T    (6)

将式(4)、(5)、(6)代入式(1)、(2)、(3)，可以得到：

v_a ^*＝v_a+v_z    (7)

v_b ^*＝v_b+v_z    (8)

v_c ^*＝v_c+v_z    (9)

其中

v_z＝(k-1)·v_c-k·v_a+2k-1    (10)

由式(10)可以看出，分配因子k在0～1之间变化，对应于三角载波中零序分量v_z的变化，k可以是个定值，也可以是随时间变化的量，随着k取不同的值，产生的PWM模式也不同。

4、假定参考电压矢量位于第①扇区的C三角形中，其等效参考调制波、相应的开关状态及电压矢量如图4所示。假设此时系统控制需要叠加正的零序分量，若零序分量值较大，则可能使得三相参考调制波中的B相分量v_b ^*发生极性的变化，即由负变为正，则此时参考调制波、相应开关状态及电压矢量用也将发生相应的变化，具体的时序状态如图5所示。

设v_az、v_bz和v_cz为叠加了系统控制所需零序分量后的参考给定电压信号，由规则采样及伏秒平衡原则，可以得出：

T_1z＝(1-v_bz+v_cz)·T           (11)

T_2z＝(v_az-v_cz-1)·T           (12)

T_0z＝T-T₁-T₂＝(1-v_az+v_bz)·T  (13)

并有

v_az＝v_a+v_zc    (14)

v_bz＝v_b+v_zc    (15)

v_cz＝v_c+v_zc    (16)

其中，v_zc是根据系统控制需要而注入的零序分量，T_1z、T_2z、T_0z为注入的零序分量后的相应电压矢量作用时间。

将式(14)、(15)、(16)代入式(11)、(12)、(13)，可以得到：

T_1z＝(1-v_b+v_c)·T             (17)

T_2z＝(v_a-v_c-1)·T             (18)

T_0z＝T-T₁-T₂＝(1-v_a+v_b)·T    (19)

很显然，这里的矢量作用时间T_1z、T_2z、T_0z不同于式(4)(5)(6)给出的作用时间。但仔细比较这两种作用时间表达式，可以发现有如下规律：

T₁＝T_2z＝(v_a-v_c-1)·T    (20)

T₂＝T_0z＝(1-v_a+v_b)·T    (21)

T₀＝T_1z＝(1-v_b+v_c)·T    (22)

5、通过对三电平逆变器中点电流的分析，我们知道欲使每个控制周期中直流电压的变化为零，则需在一个控制周期T_s中控制流经中点的平均中点电流为零，考虑图4所示三相桥臂开关状态，同时假定一个控制周期T_s内三相负载电流不变，分别为I_a、I_b、I_c，则可以得出当参考矢量位于第①扇区C三角形中时，一个控制周期里平均中点电流为：

I_np＝-(v_ac·I_a-v_bc·I_b-v_cc·I_c)    (23)

且有：

v_ac＝v_a ^*+v₀   (24)

v_bc＝v_b ^*+v₀   (25)

v_cc＝v_c ^*+v₀   (26)

根据上一节的分析，将式(24)、(25)、(26)代入式(23)并令I_np＝0，可得到：

$v_0=\frac{{v_a}^{*}\·I_a-{v_b}^{*}\·{I_b-v_c}^{*}\·I_c}{2I_c}---\left(27\right)$

式(27)就是平均意义上的中点电压控制方程，根据此式得出的零序分量v₀叠加到参考调制波v_a ^*、v_b ^*和v_c ^*中，即可以实现冗余小矢量的时间分配，达到中点电位平衡的目的。可以看出，式(27)给出的中点控制算法简便易行，有利于计算机数字实现。

Images