CN103124208B - 一种基于多偏振态的多输入多输出mimo光传输方案 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于多偏振态的多输入多输出MIMO光传输方案。在包括多路输入光信号(1～N)、偏振控制器(101₁～101_N)、多路耦合器(102)、光处理单元(103)、光电转换器(104)以及数字信号处理单元(105)构成的系统中，偏振控制器分别控制各路信号偏振态的角度，使进入多路耦合器对应的端口(102₁～102_N)前，相邻信号的夹角为(180/N)°。与其它复用方案相比，本发明可以利用同一波长或者不同波长来传输多个信号，减少带宽资源的占用，大大提高了频谱效率。可与先进的调制格式(OFDM，PSK和QAM)相结合，更适用于下一代高速(P比特级)光网络的传输领域。

Description

一种基于多偏振态的多输入多输出MIMO光传输方案

技术领域

本发明涉及高速光传输领域，尤其是一种基于多偏振态的多输入多输出(MIMO)光传输方案。

背景技术

随着超高速光通信网络的发展，大容量、高频谱效率的光纤传输技术一直是人们关注的热点。由于相位调制(PSK)、正交频分复用(OFDM)和正交振幅键控(QAM)等先进的调制格式以及相干解调技术的发展，使光纤通信的频谱效率达到了6bit/s/Hz以上。但是，对于更大通信容量、更高频谱效率的传输方案的探索并不会停止，为了实现下一代T比特乃至P比特级的大容量传输，许多研究人员致力于更高效的传输方案。一般来讲，可以通过以下六种方式进一步提高通信容量和频谱效率：(1)利用更高阶的调制格式，如256-QAM和512-QAM等；(2)基于偏振复用(PDM)技术；(3)基于频分复用(FDM)技术，如OFDM；(4)基于空分复用(SDM)技术；(5)基于波分复用(WDM)技术，以及(6)基于角动量(OAM)技术等。在这些技术中，先进的高阶调制格式结合偏振复用技术，往往被认为是最有潜力，而且是在不远的未来更具实用化的方案。因此偏振复用系统中传输问题的研究一直是近几年的热点。

具体来说，目前已经有很多基于偏振复用技术结合正交振幅键控调制格式(PDM-QAM)来实现更高的频谱效率的报道。例如F.Grassi等人利用16-QAM和64-QAM结合偏振复用(PDM)系统的方案，在光纤中分别实现了240km和160km的传输，使频谱效率达到了6.4bit/s/Hz和9.0bit/s/Hz；AT&T实验室的X.Zhou教授，同时利用偏振复用技术和波分复用技术，成功地实现了640×8-QAM信号在光纤中的320千米传输，同时将频谱效率提高到了8bit/s/Hz；2010年日本的S.Okamoto小组将更高阶的调制格式(512-QAM)应用于PDM系统中，并结合光锁相环技术，成功地在光纤中将信号传输了150km，实现了高达10bit/s/Hz的频谱效率。

到目前为止，偏振复用技术为频谱效率和传输容量的提高做出了较大的贡献。然而光的偏振态资源是无限的，在理论上，信息是可以加载到无限个偏振态上，以实现超大容量的光传输方案。但是由于解调方法的复杂性和串扰管理的难度等问题，在上述的偏振复用方案中，信息仅仅局限在两个正交的偏振态上，国际上尚没有提出多于两个偏振态实现光纤传输的方案，存在着资源的严重浪费，同时也制约了更高速光传输系统的发展。

发明内容

鉴于现有技术的以上缺点，本发明的目的是提供一种基于多偏振态的多输入多输出(MIMO)光传输方案，该方案所占带宽资源较少，频谱效率较高。本方案通过光域处理，并结合数字信号处理的方法，利用直接检测或者相干检测等方案，可实现多偏振态上幅度和相位信息的解复用。

本发明的目的是基于如下分析和方案提出和实现的：

一种基于多偏振态的多输入多输出MIMO光传输方案，在由多路输入光信号(1～N)、偏振控制器(101₁～101_N)、多路耦合器102、光处理单元103、光电转换器104以及数字信号处理单元105组成的传输系统中；由偏振控制器分别控制各路信号偏振态的角度，使进入多路耦合器对应的端口(102₁～102_N)前，相邻信号的夹角为180°/N，N为输入光信号的个数，N≧4且被2整除；在由光处理单元103、光电转换器104以及数字信号处理单元105组成的接收端106，通过相应的光域处理并结合数字信号处理实现对多偏振态上不同调制格式信号的解调输出。

采用本发明的方法，包括以下几项特征：1)物理上使用一个波长为载体，逻辑上实现了N个偏振态(N≥4)上光信息的传输；2)接收端使用光电结合的方式，通过不同的数字信号处理算法可实现直接解调、相干解调等三种偏振复用信号的解调方式。由于偏振态是光固有特性，理论上一束光存在着无限个偏振态资源，因此本发明适用于解决信号传输系统中带宽资源紧缺问题。所述方案既可以与其它复用技术相结合，如波分复用(WDM)，正交频分复用(OFDM)，也可以与先进的调制格式相结合，如相位调制(PSK)，正交振幅键控调制(QAM)等，从而进一步提高频谱效率，实现超高速信息传输网络的构建。

基于多偏振态的多输入多输出(MIMO)光传输方案，在信号的复用端，可通过调节偏振控制器使相邻入射信号间的偏振态夹角为(180°/N)。以N=4为例，各个信号的偏振角度可以调节为0°、45°、90°、135°。需要注意的是，对于相干解调方案来说，在耦合器合成之前，其中一路正交偏振态复用(PDM)信号需要产生一个额外的π/2的相移。对于多偏振态复用信号，解调方法是基于光电结合的方式，主要分为三个步骤：首先在光处理单元中，用偏振控制器和偏振分束器将信号分成四路。接着通过光电转换设备将光信号转换为电信号，最后由数字处理单元接收这四路电信号，并通过不同的算法而实现不同的解调方案。

本发明是针对多偏振态的传输和解调提出的，同时可与波分复用、正交频分复用兼容，也可结合相位调制、正交振幅键控调制等先进的调制格式；与传统的偏振复用系统相比，本发明方案可实现更多(≥4)偏振态的同时传输，降低了成本，解决了带宽资源短缺问题，并且提高了频谱效率和传输容量。本发明结构简单，可应用于下一代高速光交换网络中的传输领域。

附图说明：

图1为本发明的基于多偏振态的多输入多输出(MIMO)光传输方案；

图2为本发明的四偏振态复用信号的产生方案示意图，其中(a)为四偏振态复用信号产生的装置示意图；(b)为信号复用过程的直角坐标示意图；(c)为复用过程的斯托克斯空间表示法；

图3为本发明中针对幅度调制(OOK)信号的直接检测解调方案；

图4为本发明中相干解调方案一；

图5为本方案中相干解调方案二；

图6为本方案中针对相位调制(PSK)信号的解调方案；

图7为本发明中利用两种相干解调方案的输出眼图，其中(a)为相干解调方法一的输出眼图；(b)为相干解调方法二输出信号的眼图；

图8为本发明中利用相干解调方式一的实验结果图，其中(a)为信号传输22千米时的误码率；(b)为有无补偿算法的复用信号传输距离和Q值的函数关系图；

图9为两种相干解调方式误码率对比图，以及在相同频谱效率条件下，四偏振态复用系统与传统偏振复用系统的性能对比图，其中(a)为相干解调方式一背靠背传输的误码曲线；(b)为相干解调方式二背靠背传输的误码曲线以及PDM-QPSK信号背靠背的误码曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的描述。

如图1所示，本发明方案由多路输入光信号(1～N)、偏振控制器(101₁～101_N)、多路耦合器102、光处理单元103、光电转换器104以及数字信号处理单元105构成。其中偏振控制器分别控制各路信号偏振态的角度，使进入多路耦合器对应的端口(102₁～102_N)前，相邻信号的夹角为(180/N)°，N为输入光信号的个数（N≧4）。在接收端106，本方案通过光域处理并结合数字信号处理的方法，可实现对多偏振态上不同调制格式(OOK和PSK)信号的解调输出。

图2为本发明的四偏振态复用信号的产生方案示意图，其中(a)为四偏振态复用信号产生的装置示意图；(b)为信号复用过程的直角坐标示意图；(c)为复用过程的斯托克斯空间表示法。本专利中，以N=4为例。从图2(a)中可以看出四偏振态信号复用过程与图1结构相似，偏振控制器1、2用来调节入射信号的偏振态，使其与偏振合束器1的两个轴匹配；同理，偏振控制器3、4将入射信号的偏振态调节成与偏振合束器2的两个轴相匹配，这时可以得到两个传统的PDM信号。接着在其中一路(如下路)插入一个相位调制器，用来引入一个额外的相移。当使用相干解调时，相移为π/2。最后通过一个耦合器，将两路PDM信号以45°的相对偏振态耦合成一路光(如图(b)所示)，即可得到四偏振态的复用信号(4PDM)。四路信号在斯托克斯空间可用邦加球表示，如图2(c)所示。当相位差为π/2时，复用信号E_m可以表示为：

$E_m=[\hat{x}(\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_1+\frac{1}{2}j{A}_3-\frac{1}{2}j{A}_4)+\hat{y}(\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_2+\frac{1}{2}j{A}_3+\frac{1}{2}j{A}_4)]\exp \left(j{\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

其中A_i是四路信号的幅度，ω_c表示载波的角频率。

图3为本发明中针对幅度调制(OOK)信号的直接检测解调方案。首先调节相位调制器的偏压，使两路PDM信号的相对相位差为0。接着四偏振态复用信号通过一个1×2的耦合器分成完全相等的两路信号。每一路信号又经过偏振控制器的调节，使两个偏振分束器的轴分别对应发射端偏振合束器中的两个轴，如图3中的插图所示。之后四个输出通过光电探测器将光信号转变成电信号，电流可以表示为：

i₁＝|E₁+E₃cos45°+E₄cos45°|²(1)

i₂＝|E₂+E₃cos45°-E₄cos45°|²(2)

i₃＝|E₃+E₁cos45°+E₂cos45°|²(3)

i₄＝|E₄+E₁cos45°-E₂cos45°|²(4)

可以通过反解上述方程组得到四个输入信号的幅度信息。在本专利中，我们利用另一种方法来解调信号。方程(1～4)展开可以得到：

$i_1={E_1}^2+\frac{1}{2}{E_3}^2+\frac{1}{2}{E_4}^2+E_3{E}_4+\sqrt{2}{E}_1{E}_3+\sqrt{2}{E}_1{E}_4$

$i_2={E_2}^2+\frac{1}{2}{E_3}^2+\frac{1}{2}{E_4}^2-E_3{E}_4+\sqrt{2}{E}_2{E}_3-\sqrt{2}{E}_2{E}_4$

$i_3={E_3}^2+\frac{1}{2}{E_1}^2+\frac{1}{2}{E_2}^2+E_1{E}_2+\sqrt{2}{E}_3{E}_1+\sqrt{2}{E}_3{E}_2$

$i_4={E_4}^2+\frac{1}{2}{E_1}^2+\frac{1}{2}{E_2}^2-E_1{E}_2+\sqrt{2}{E}_4{E}_1-\sqrt{2}{E}_4{E}_2$

因此根据下表，可以通过测量i₁～i₄的值而方便地得到四个输入信号的幅度信息。

图4为本发明中相干解调方案一。仍然以四偏振态复用系统为例（装置图见图2(a)），首先调节相位调制器，使两路PDM信号产生一个π/2的相位差。接着四偏振态的复用信号E_m通过一个偏振控制器和偏振分束器(PBS)被分解成两路信号E_x和E_y，其中PBS的两个轴与发射端中一个偏振合束器的两个轴相对应。此时E_x和E_y表示为：

$E_x=(\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_1+\frac{1}{2}j{A}_3-\frac{1}{2}j{A}_4)\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ})\right]$

$E_y=(\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_2+\frac{1}{2}j{A}_3+\frac{1}{2}j{A}_4)\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ})\right]$

其中φ是传输引起的相移。接着，一个泵浦光E_LO＝|A_LO|exp[j(ω_ct+φ)]由一个耦合器分成两路，每一路与对应信号的偏振态相同。之后将信号光和泵浦光分别注入两个90°光混频器中，输出通过四个光电探测器转换为电信号，这里电流的表达式分别为：

$i_1=\frac{1}{4}{A}_1^2+{(\frac{\sqrt{2}}{4}{A}_3-\frac{\sqrt{2}}{4}{A}_4+\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_{\mathrm{LO}})}^2---\left(5\right)$ $i_2=\frac{1}{4}{A}_1^2+{(\frac{\sqrt{2}}{4}{A}_3-\frac{\sqrt{2}}{4}{A}_4-\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_{\mathrm{LO}})}^2---\left(6\right)$

$i_3=\frac{1}{4}{A}_2^2+{(\frac{\sqrt{2}}{4}{A}_3+\frac{\sqrt{2}}{4}{A}_4+\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_{\mathrm{LO}})}^2---\left(7\right)$ $i_4=\frac{1}{4}{A}_2^2+{(\frac{\sqrt{2}}{4}{A}_3+\frac{\sqrt{2}}{4}{A}_4-\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_{\mathrm{LO}})}^2---\left(8\right)$

通过以上四个方程，可以解出四路输入信号的幅度信息：

$A_1=\sqrt{2(i_1+i_2)-\frac{{(i_1-i_2)}^2}{2A_{\mathrm{LO}}^2}-2A_{\mathrm{LO}}^2}---\left(9\right)$ $A_2=\sqrt{2(i_3+i_4)-\frac{{(i_3-i_4)}^2}{2A_{\mathrm{LO}}^2}-2A_{\mathrm{LO}}^2}---\left(10\right)$

$A_3=\frac{i_1-i_2+i_3-i_4}{2A_{\mathrm{LO}}}---\left(11\right)$ $A_4=\frac{i_1-i_2-(i_3-i_4)}{2A_{\mathrm{LO}}}---\left(12\right)$

自此，根据等式(9)～(12)，可以通过数字信号处理可以得到四个不同偏振态上所携带的幅度信息。

图5为本发明中相干解调方案二，本方案可以进一步提高偏振复用信号的解调性能。具体方案如下：首先复用信号通过一个耦合器分解成两路，每一路又由一个偏振控制器和偏振分束器分解成两路。这里A路的偏振分束器的两个轴与图2(a)中一个偏振合束器的轴对应，B路偏振分束器的两个轴与另一个偏振合束器的轴对应，因此分解后的四路信号可以分别表示为：

$E_{\mathrm{xx}}=(\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_3+\frac{1}{2}j{A}_2+\frac{1}{2}j{A}_1)\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ})\right]$

$E_{\mathrm{yy}}=(\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_4+\frac{1}{2}j{A}_2-\frac{1}{2}j{A}_1)\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ})\right]$

$E_x=(\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_1+\frac{1}{2}j{A}_3-\frac{1}{2}j{A}_4)\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ})\right]$

$E_y=(\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_2+\frac{1}{2}j{A}_3+\frac{1}{2}j{A}_4)\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ})\right]$

接着，四路信号分别与泵浦光同时输入四个90°光混频器中。其8路输出(E_xx±E_LO,E_yy±E_LO,E_x±jE_LO和E_yy±jE_LO)分别又由四个平衡探测器进行光电转换，由于平方率特性，转换后的电流信号可以表示为：

i₁＝A₁A_LO+A₂A_LOi₁＝A₁A_LO-A₂A_LO

i₁＝A₃A_LO+A₄A_LOi₁＝A₃A_LO-A₄A_LO

反解上述方程组可以得到四路输入信号的表达式：

$A_1=\frac{i_1+i_2}{2A_{\mathrm{LO}}}---\left(13\right)$ $A_2=\frac{i_1-i_2}{2A_{\mathrm{LO}}}---\left(14\right)$

$A_3=\frac{i_3+i_4}{2A_{\mathrm{LO}}}---\left(15\right)$ $A_4=\frac{i_3-i_4}{2A_{\mathrm{LO}}}---\left(16\right)$

根据表达式(13～16)，可以用数字信号处理的方式从电流信息中恢复出四路输入的幅度信号。

图6为本发明中针对相位调制(PSK)信号的解调方案。相位调制由于具有更好的非线性容忍度和接收机灵敏度，近几年越来越多的被人们应用于信号的传输中。本发明中，PSK的四偏振复用信号可以表示成：

$E_m=\exp \left(j{\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\left\{\begin{array}{c}\hat{x}[\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_1\exp \left(j{\mathrm{\φ}}_1\right)+\frac{1}{2}{A}_3\mathrm{jexp}\left(j{\mathrm{\φ}}_3\right)-\frac{1}{2}{A}_4\mathrm{jexp}\left(j{\mathrm{\φ}}_4\right)]\\ +\hat{y}[\frac{\sqrt{2}}{2}{A}_2\exp \left(j{\mathrm{\φ}}_2\right)+\frac{1}{2}{A}_3\mathrm{jexp}\left(j{\mathrm{\φ}}_3\right)+\frac{1}{2}{A}_4\mathrm{jexp}\left(j{\mathrm{\φ}}_4\right)]\end{array}\right.$

其中φ_i是第i个信道的相位信息。解调部分与相干解调一(图4)的结构类似，但是光混频器的输出为八个信号，分别是：E_x±jE_LO，E_x±E_LO，E_y±jE_LO以及E_y±E_LO。为了简化公式，假设四路信号的幅值相同(A)，且本振光源的初始相位为零。则经过平衡探测器光电转换后，四路电信号的输出可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}2A(\sqrt{2}\sin {\mathrm{\φ}}_1+2\cos {\mathrm{\φ}}_3-2\cos {\mathrm{\φ}}_4)=i_1\\ 2A(\sqrt{2}\cos {\mathrm{\φ}}_1-2\sin {\mathrm{\φ}}_3+2\sin {\mathrm{\φ}}_4)=i_2\\ 2A(\sqrt{2}\sin {\mathrm{\φ}}_2+2\cos {\mathrm{\φ}}_3+2\cos {\mathrm{\φ}}_4)=i_3\\ 2A(\sqrt{2}\cos {\mathrm{\φ}}_2-2\sin {\mathrm{\φ}}_3-2\sin {\mathrm{\φ}}_4)=i_4\end{array}\right.$

反解上述方程组，可以得到四个偏振态上加载的相位信息。通过数字信号处理的算法，实现对不同偏振态的解复用，从而实现四偏振态相位调制信号的传输方案。

图7为本发明中利用两种相干解调方案的输出眼图，其中(a)为相干解调方法一的输出眼图；(b)为相干解调方法二输出信号的眼图。比较(a)中四个眼图可以看出，信道一、二的解调性能要稍差于信道三和信道四。为了解决这个问题，我们提出了相干解调方式二，其四个解调的眼图如图(b)所示。可以看出四路信道的解调性能几乎一致，且串扰较小。

图8为利用相干解调方式一的实验结果图，其中(a)为信号传输22千米时的误码率；(b)为有无补偿算法的复用信号传输距离和Q值的函数关系图。在偏振复用系统中，色散是信号性能衰落的主要原因之一，特别是一个信道中传输更多数量的偏振态(≥4)，因此色散补偿算法在系统中必不可缺。如图(a)所示，当信号传输22千米后误码率明显提高，但是通过判决反馈均衡(FDE)器补偿后，在10^-9误码率处，四个信道功率代价都得到了一定的改善，其中最高改善达2.6dB。其传输距离与Q值的具体关系如图(b)所示，发现当使用FDE色散补偿算法时，可以将传输距离提高近一倍，即从25km提高到50千米。

图9为两种相干解调方式误码率对比图，以及在相同频谱效率条件下，四偏振态复用系统与传统偏振复用系统的性能对比图，其中(a)为相干解调方式一背靠背传输的误码曲线；(b)为相干解调方式二背靠背传输的误码曲线以及PDM-QPSK信号背靠背的误码曲线。这里QPSK采用差分检测解调方式。对于4PDM系统，以幅度调制OOK信号为例，从图(a)中可以看出使用相干解调方案一，四个信道的解复用性能不同，并且信道一和信道二的性能低于相同频谱效率下PDM-QPSK的性能。但是这种方法的解调结构相对简单，所用器件较少，信道一和信道二性能提高可依赖于进一步的数字信号处理。图(b)表示了利用相干解调方式二测得的误码结果，可以看出四个信道都达到了较好且一致的性能。而且相比于传统的QPSK偏振复用系统，具有更低的误码率以及更好地性能。因此基于多偏振态的多输入多输出(MIMO)方式将会成为一个更具潜力和应用价值的光传输方案。

由以上实验结果中可以观察到，本发明利用多种解调方式成功实现了基于多偏振态的MIMO光传输方案。该方案适用于解决信号传输系统中带宽资源紧缺问题。同时本方案既可以与其他复用技术相结合，如波分复用，正交频分复用，也可以与先进的调制格式相结合，如相位调制，正交振幅键控调制等。因此仅仅利用一个波长资源即可实现多输入多输出的传输方案，大大提高频谱效率，更适用于下一代高速(P比特级)光网络的传输领域。

Claims (4)

1.一种基于多偏振态的多输入多输出MIMO光传输方法，在由多路输入光信号(1～N)、偏振控制器(101₁～101_N)、多路耦合器(102)、光处理单元(103)、光电转换器(104)以及数字信号处理单元(105)组成的传输系统中；由偏振控制器分别控制各路信号偏振态的角度，使进入多路耦合器对应的端口(102₁～102_N)前，相邻信号的夹角为180°/N，N为输入光信号的个数，N≧4且被2整除；在由光处理单元(103)、光电转换器(104)以及数字信号处理单元(105)组成的接收端(106)，通过相应的光域处理并结合数字信号处理实现对多偏振态上不同调制格式信号的解调输出。

2.根据权利要求1所述之基于多偏振态的多输入多输出MIMO光传输方法，其特征在于，多路输入光信号是不同波长或者同一波长。

3.根据权利要求1或2所述之基于多偏振态的多输入多输出MIMO光传输方法，其特征在于，所述不同调制格式信号包括OOK、PSK、OFDM和QAM信号。

4.根据权利要求1所述之基于多偏振态的多输入多输出MIMO光传输方法，其特征在于，光处理单元(103)中进行的光域处理包括光域混频、偏振控制和偏振分束过程。