CN103067057A - 一种中继传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种中继传输方法，应用于包括源节点S、中继节点R和目的节点D的三节点中继系统中，在第一时隙中，源节点S向中继节点R和目的节点D分别传输信息X₁，中继节点R与目的节点D分别接收到信号Y_R、Y_D1；在第二时隙中，中继节点R处理转发在第一时隙中接收的信息X₁给接收节点D，当源节点S监听信噪比的结果满足预设条件时，源节点S开始传输新信息X₂，否则源节点S不传输任何信息。本发明在接收端无干扰消除处理时，对每个节点进行可靠功率控制以达到全向空间分集和容量增益，能够显著减少接收端的负荷。

Description

一种中继传输方法

技术领域

本发明涉及无线移动通信技术领域，具体涉及一种三节点中继系统中的无干扰消除机制的新型中继传输方法。

背景技术

在无线通信系统中，多径效应、阴影效应和路径损耗是信道衰落的主要原因。为满足未来通信的要求，主要挑战是蜂窝系统中高密度的信息流。所以充分利用三种基本的资源（空间、时间和频率）是解决问题的关键。中继技术不仅能够抵抗衰落，还是一种分集技术，在不明显改变现有系统的情况下充分利用空间资源。协作通信分集技术，即各终端，有一根或多根天线，结合形成一种传输或接收的阵列，可以看成虚拟MIMO（Multiple-Input Multiple-Output）信道。

但大多数现有技术都是基于这样一个传输过程，在第二时隙里，中继转发信息，而源节点不会传输任何信息。而如果源节点在第二时隙里继续传输新信息，显然可以增加系统容量增益。

现有研究的前提有两个，一是目的节点D能够成功分离出在两个时隙收到的不同码字，比如D节点使用干扰消除技术（IC）。D节点成功解码第一时隙源节点传输的码字X₁且中继节点R在第二时隙重传后，D节点在第二时隙里将X₁从目的节点接收信息中消除；二是源节点S在各时隙传输的码字都是高斯分布。

发明内容

（一）要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题是：

1、现有大多数研究前提在实际应用中的限制：移动终端由于功率和复杂度的限制，装置较简单，信息源不可能一直只传输高斯分布的码字；

2、如何在接收端不使用干扰消除技术的情况下而仍期望得到容量增益及分集增益。

（二）技术方案

为解决上述问题，本发明提供了一种中继传输方法，应用于包括源节点S、中继节点R和目的节点D的三节点中继系统中，在放大转发（AF）模式下，包括以下步骤：

S101、在第一时隙中，所述源节点S向所述中继节点R和所述目的节点D分别传输信息X₁，所述中继节点R与所述目的节点D分别接收到信号Y_R、Y_D1；

S102、在第二时隙中，所述中继节点R放大转发在第一时隙中接收的信息X₁给所述接收节点D，所述源节点S监听所述系统的信噪比，当所述源节点S监听信噪比的结果满足第一预设条件时，所述源节点S开始传输新信息X₂，否则所述源节点S不传输任何信息；

在解码转发（DF）模式下，包括以下步骤：

S201、在第一时隙中，所述源节点S向所述中继节点R和所述目的节点D分别传输信息X₁，所述中继节点R与所述目的节点D分别接收到信号Y_R、Y_D1；

S202、在第二时隙中，所述中继节点R解码转发在第一时隙中接收的信息X₁给所述接收节点D，所述源节点S监听所述系统的信噪比，当所述源节点S监听信噪比的结果满足第二预设条件时，所述源节点S开始传输新信息X₂，否则所述源节点S不传输任何信息。

进一步的，所述步骤S101中，所述中继节点R与所述目的节点D接收到的信号Y_R、Y_D1分别为：Y_R=H_srX₁+n_sr，Y_D1=H_sdX₁+n_sd，其中H_sr是所述源节点S到所述中继节点R的信道矩阵，H_sd是所述源节点S到所述目的节点D的信道矩阵，n_sr是所述源节点S到所述中继节点R的加性白高斯噪声，n_sd是所述源节点S到所述目的节点D的加性白高斯噪声。

进一步的，所述步骤S102中，所述第一预设条件具体为：

令 $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}={\mathrm{\γ}}_1,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}={\mathrm{\γ}}_2,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}={\mathrm{\γ}}_3,$ 其中H_sr是所述源节点S到所述中继节点R的信道矩阵，H_sd是所述源节点S到所述目的节点D的信道矩阵，H_rd是所述中继节点R到所述目的节点D的信道矩阵，P是相应信道所传输的信息的功率，σ²是信道加性白高斯噪声功率，当所述源节点S监听信噪比的结果满足：

时，所述源节点S开始传输新信息X₂，其中：a=(1+γ₂+γ₃)²，b=(1+γ₂+γ₃)(1+γ₂)；

此时所述目的节点D接收的信号为：

其中β为调节重传功率系数，Y_R=H_srX₁+n_sr，n_sr是所述源节点S到所述中继节点R的加性白高斯噪声，n_rd是所述中继节点R到所述目的节点D的加性白高斯噪声，n_sd是所述源节点S到所述目的节点D的加性白高斯噪声，H′_sd指所述新信息X₂的传输过程中所述源节点S到所述目的节点D的信道增益。

进一步的，所述步骤S201中，所述中继节点R与所述目的节点D接收到的信号Y_R、Y_D1分别为：Y_R=H_srX₁+n_sr，Y_D1=H_sdX₁+n_sd，其中H_sr是所述源节点S到所述中继节点R的信道矩阵，H_sd是所述源节点S到所述目的节点D的信道矩阵，n_sr是所述源节点S到所述中继节点R的加性白高斯噪声，n_sd是所述源节点S到所述目的节点D的加性白高斯噪声。

进一步的，所述步骤S202中，所述第二预设条件具体为：

令 $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_1,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_2,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_3,$ 其中H_sr是所述源节点S到所述中继节点R的信道矩阵，H_sd是所述源节点S到所述目的节点D的信道矩阵，H_rd是所述中继节点R到所述目的节点D的信道矩阵，P是相应信道所传输的信息的功率，σ²是信道加性白高斯噪声功率，当所述源节点S监听信噪比的结果满足：0<γ₃≤1或者 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&gamma;}}_3>1\\ {\mathrm{\&gamma;}}_1>{\mathrm{\&gamma;}}_3-1\end{array}\right.$ 时，所述源节点S开始传输新信息X₂；

此时所述目的节点D接收的信号为：其中n_rd是所述中继节点R到所述目的节点D的加性白高斯噪声，n_sd是所述源节点S到所述目的节点D的加性白高斯噪声，H′_sd指所述新信息X₂的传输过程中所述源节点S到所述目的节点D的信道增益。

（三）有益效果

在接收端无干扰消除机制的三节点中继系统中，本发明可以显著提高系统容量，但由于只需在三节点进行简单操作，故不增加太多系统复杂度。在放大转发（AF）和解码转发（DF）模式下，系统容量都得到了提高，且在特定情况下系统能达到二阶分集增益，从而改善了系统性能，降低了接收端的复杂度，从而提升了此传输模式在实际应用中的可行性。

附图说明

图1是本发明方法的总体流程图；

图2是本发明方法在放大转发（AF）模式下的流程图；

图3是本发明方法在解码转发（DF）模式下的流程图；

图4是传统中继传输方法与无干扰消除的选择性传输方法在AF和DF模式下的容量对比图；

图5是BPSK调制的X₁和X₂在功率P_s1与P_s2以不同比例发送信息的情况下的错误率比较图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

在三节点中继系统中，S节点为源节点，R节点为中继节点，D节点为目的节点，各节点为单天线。在此系统中，传输方式为半双工，只有接收端D获得信道信息，但D节点无干扰消除措施。各时隙时间相等，源端S在第一时隙和第二时隙传输的信号x₁[k]和x₂[k]独立同分布（k为调制信号序列的长度），信号均值为零，x_i[k](i＝1,2)的功率为P_xx，简化记所有P_xx=P。源节点S在第一时隙和第二时隙的功率分别记为P_S1和P_S2，中继重传功率记为P_r。H_ij指代i和j之间的独立瑞利衰落信道，ij∈(sr，sd,rd)，在传输每个信号期间信道增益保持恒定。H_ij是圆对称的复高斯随机变量，

指路径损耗影响的信道功率增益，其中路径损耗仅与距离有关。n_ij指代链路i→j的加性白高斯噪声，

如图2所示，在放大转发（AF）模式下，本发明方法包括以下步骤：

S101：第一时隙中，源节点S向中继节点R和目的节点D传输信息X₁，中继节点R与目的节点D分别接收到信号Y_R=H_srX₁+n_sr，Y_D1=H_sdX₁+n_sd（将各节点的传输功率归一化）；

S102：第二时隙中，中继节点R放大转发第一时隙接收的信息X₁给接收节点D。源节点S监听源节点S监听信噪比SNR。令 $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_1,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_2,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_3,$ 如满足 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&gamma;}}_1>\frac{\sqrt{{(a-b)}^2+4b{\mathrm{\&gamma;}}_2^2{\mathrm{\&gamma;}}_3^2}-a}{2b}\\ a={(1+{\mathrm{\&gamma;}}_2+{\mathrm{\&gamma;}}_3)}^2\\ b=(1+{\mathrm{\&gamma;}}_2+{\mathrm{\&gamma;}}_3)(1+{\mathrm{\&gamma;}}_2)\end{array}\right.,$ 则源节点S开始传输新信息X₂。此时目的节点D接收的信号为 $Y_{D2}^{\mathrm{AF}}=H_{\mathrm{rd}}\mathrm{\&beta;}{Y}_R+n_{\mathrm{rd}}+H_{\mathrm{sd}}^{\&prime;}{X}_2+n_{\mathrm{sd}},$ 其中 $\mathrm{\&beta;}=\sqrt{\frac{P_r}{{\mathrm{\&sigma;}}^2+P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}},$ 为调节重传功率系数；H′_sd指代第二次传输中链路S→D的信道增益。如果SNR不满足上述条件，则源节点S不传输任何信息。

如图3所示，在解码转发（DF）模式下，本发明方法包括以下步骤：

S201：第一时隙中，源节点S向中继节点R和目的节点D传输信息X₁，中继节点R与目的节点D分别接收到信号Y_R=H_srX₁+n_sr，Y_D1=H_sdX₁+n_sd（将各节点的传输功率归一化）；

S202：第二时隙中，中继节点R解码并编码转发第一时隙接收的信息X₁给接收节点D。源节点S监听信噪比SNR。令 $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_1,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_2,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_3,$ 如满足0<γ₃≤1或 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&gamma;}}_3>1\\ {\mathrm{\&gamma;}}_1>{\mathrm{\&gamma;}}_3-1\end{array}\right.,$ 则源节点S开始传输新信息X₂。此时目的节点D节点接收的信号为其中H′_sd指代第二次传输中链路S→D的信道增益。如果SNR不满足上述条件，则源节点S不传输任何信息。

下面将给出本发明的传输模式与传统中继传输模式的比较，以使本发明的优势及特征更加明显。

在AF模式下，传统模式下的系统容量公式为：

${\tilde{G}}_{\mathrm{AF}}=\frac{1}{2}{\log }_2(1+\frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}+\frac{P_r{\left|H_{\mathrm{rd}}\mathrm{\&beta;}{H}_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2+{\left(H_{\mathrm{rd}}\mathrm{\&beta;}\right)}^2{\mathrm{\&sigma;}}^2})$

没有干扰消除技术（IC）的新型传输模式下的容量公式为：

X₁的容量 $C_{\mathrm{AF}1}=\frac{1}{2}{\log }_2(1+\frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}+\frac{P_r{\left|H_{\mathrm{rd}}\mathrm{\&beta;}{H}_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2+{\left(H_{\mathrm{rd}}\mathrm{\&beta;}\right)}^2{\mathrm{\&sigma;}}^2+P_{s2}{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}),$

X₂的容量 $C_{\mathrm{AF}2}=\frac{1}{2}{\log }_2(1+\frac{P_{s2}{|H_{\mathrm{sd}}|}^2}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2+{\left(H_{\mathrm{rd}}\mathrm{\&beta;}\right)}^2{\mathrm{\&sigma;}}^2+P_r{\left|H_{\mathrm{rd}}\mathrm{\&beta;}{H}_{\mathrm{sr}}\right|}^2}),$

则系统容量C_AF=C_AF1+C_AF2。

为比传统模式获得更大的容量，即源端需遵守以下选择标准：

令 $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_1,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_2,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_3,$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&gamma;}}_1>\frac{\sqrt{{(a-b)}^2+4b{\mathrm{\&gamma;}}_2^2{\mathrm{\&gamma;}}_3^2}-a}{2b}\\ a={(1+{\mathrm{\&gamma;}}_2+{\mathrm{\&gamma;}}_3)}^2\\ b=(1+{\mathrm{\&gamma;}}_2+{\mathrm{\&gamma;}}_3)(1+{\mathrm{\&gamma;}}_2)\end{array}\right.$

如果源端监听SNR结果满足上述条件，则源端在第二时隙开始传输新信息，否则为保证本系统容量不低于传统模式的容量，源端将不传输任何信息。

三条链路的信道矩阵为H_sd，H_sr，H_rd，且链路距离相等，可消除路径损耗因子的影响。三个独立瑞利衰落信道服从分布。可推导得 $P(C_{\mathrm{AF}}<R)<\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left(\frac{2^{2R}-1}{g}\right)}^2,$ 其中g为有效SNR，记为：

$\min \{\frac{P_{s1}}{{\mathrm{\&sigma;}}^2},\frac{\frac{P_r{\left|H_{\min }\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\&CenterDot;\frac{P_r}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}{2+(\frac{{2P}_{s1}}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}+\frac{P_r}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}+\frac{P_{s2}}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}+\frac{P_{s1}}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\&CenterDot;\frac{P_{s2}{\left|H_{\max }\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2})\&CenterDot;{\left|H_{\max }\right|}^2}\},$

故获得了二阶分集增益。

在DF模式下，传统模式下的容量公式：

${\tilde{C}}_{\mathrm{DF}}=\left\{\begin{array}{cc}2{\tilde{C}}_{\mathrm{DF}1}& \frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}<\frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\\ \min ({\tilde{C}}_{\mathrm{DF}2},{\tilde{C}}_{\mathrm{DF}3})& \frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\&GreaterEqual;\frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\end{array}\right.$

新型模式下的容量公式：

$C_{\mathrm{DF}}=\left\{\begin{array}{cc}2C_{\mathrm{DF}1}& \frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}<\frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\\ \min (C_{\mathrm{DF}2},C_{\mathrm{DF}3})+C_{\mathrm{DF}1}^{\&prime;}& \frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\&GreaterEqual;\frac{P_{s1}{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\end{array}\right.$

为使

源节点依照一定判决标准决定第二时隙是否传输新码字。由于所有P_xx相等，令 $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_1,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_2,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_3,$

当0<γ₃≤1或者 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&gamma;}}_3>1\\ {\mathrm{\&gamma;}}_1>{\mathrm{\&gamma;}}_3-1\end{array}\right.$ 时，源节点开始传输新信息，可推导得 $P(C_{\mathrm{AF}}<R)<\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left(\frac{2^{2R}-1}{w}\right)}^2,$ 其中，w记为 $\min (\frac{P_{s1}}{{\mathrm{\&sigma;}}^2},\frac{P_r}{{2\mathrm{\&sigma;}}^2+P_{s2}{\left|H_{\max }\right|}^2}),$ 故在此情景下可以得到二阶分集增益。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和替换，这些改进和替换也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种中继传输方法，应用于包括源节点S、中继节点R和目的节点D的三节点中继系统中，其特征在于，在放大转发模式下，包括以下步骤：

S101、在第一时隙中，所述源节点S向所述中继节点R和所述目的节点D分别传输信息X₁，所述中继节点R与所述目的节点D分别接收到信号Y_R、Y_D1；

S102、在第二时隙中，所述中继节点R放大转发在第一时隙中接收的信息X₁给所述接收节点D，所述源节点S监听所述系统的信噪比，当所述源节点S监听信噪比的结果满足第一预设条件时，所述源节点S开始传输新信息X₂，否则所述源节点S不传输任何信息；

在解码转发模式下，包括以下步骤：

S201、在第一时隙中，所述源节点S向所述中继节点R和所述目的节点D分别传输信息X₁，所述中继节点R与所述目的节点D分别接收到信号Y_R、Y_D1；

S202、在第二时隙中，所述中继节点R解码转发在第一时隙中接收的信息X₁给所述接收节点D，所述源节点S监听所述系统的信噪比，当所述源节点S监听信噪比的结果满足第二预设条件时，所述源节点S开始传输新信息X₂，否则所述源节点S不传输任何信息。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S101中，所述中继节点R与所述目的节点D接收到的信号Y_R、Y_D1分别为：Y_R=H_srX₁+n_sr，Y_D1=H_sdX₁+n_sd，其中H_sr是所述源节点S到所述中继节点R的信道矩阵，H_sd是所述源节点S到所述目的节点D的信道矩阵，n_sr是所述源节点S到所述中继节点R的加性白高斯噪声，n_sd是所述源节点S到所述目的节点D的加性白高斯噪声。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述步骤S102中，所述第一预设条件具体为：

令 $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_1,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_2,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_3,$ 其中H_sr是所述源节点S到所述中继节点R的信道矩阵，H_sd是所述源节点S到所述目的节点D的信道矩阵，H_rd是所述中继节点R到所述目的节点D的信道矩阵，P是相应信道所传输的信息的功率，σ²是信道加性白高斯噪声功率，当所述源节点S监听信噪比的结果满足：

时，所述源节点S开始传输新信息X₂，其中：a＝(1+γ₂+γ₃)²，b=(1+γ₂+γ₃)(1+γ₂)；

此时所述目的节点D接收的信号为：

其中β为调节重传功率系数，Y_R=H_srX₁+n_sr，n_sr是所述源节点S到所述中继节点R的加性白高斯噪声，n_rd是所述中继节点R到所述目的节点D的加性白高斯噪声，n_sd是所述源节点S到所述目的节点D的加性白高斯噪声，H′_sd指所述新信息X₂的传输过程中所述源节点S到所述目的节点D的信道增益。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S201中，所述中继节点R与所述目的节点D接收到的信号Y_R、Y_D1分别为：Y_R=H_srX₁+n_sr，Y_D1=H_sdX₁+n_sd，其中H_sr是所述源节点S到所述中继节点R的信道矩阵，H_sd是所述源节点S到所述目的节点D的信道矩阵，n_sr是所述源节点S到所述中继节点R的加性白高斯噪声，n_sd是所述源节点S到所述目的节点D的加性白高斯噪声。

5.如权利要求1或4所述的方法，其特征在于，所述步骤S202中，所述第二预设条件具体为：

令 $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_1,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_2,$ $\frac{P{\left|H_{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}={\mathrm{\&gamma;}}_3,$ 其中H_sr是所述源节点S到所述中继节点R的信道矩阵，H_sd是所述源节点S到所述目的节点D的信道矩阵，H_rd是所述中继节点R到所述目的节点D的信道矩阵，P是相应信道所传输的信息的功率，σ²是信道加性白高斯噪声功率，当所述源节点S监听信噪比的结果满足：0<γ₃≤1或者 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&gamma;}}_3>1\\ {\mathrm{\&gamma;}}_1>{\mathrm{\&gamma;}}_3-1\end{array}\right.$ 时，所述源节点S开始传输新信息X₂；

此时所述目的节点D接收的信号为：

其中n_rd是所述中继节点R到所述目的节点D的加性白高斯噪声，n_sd是所述源节点S到所述目的节点D的加性白高斯噪声，H′_sd指所述新信息X₂的传输过程中所述源节点S到所述目的节点D的信道增益。

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