CN103001912A - 调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明为调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，分别产生的模数声音广播信号合成为一路模拟数字混合信号，共用一个调频广播FM频段，本法将FM频段分为多个子频段，以模拟声音广播信号的特性参数为数字声音广播信号的自适应参量，自适应地在各个子频段中设置数字声音广播信号子载波高低阶调制方式。步骤为：I、FM频段以中心为对称，每侧分3个子频段；Ⅱ、计算FM频段内模拟声音广播信号能量分布；Ⅲ、将各子频段内模拟声音广播信号能量E_n与预定的阈值比较，确定各子频段的数字声音广播信号的调制方式。本法数模混合系统的模拟声音广播信号的解调信噪比和失真度指标明显改善，较好解决了带内同频混合广播信号中数模信号的相互干扰。

Description

调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法

技术领域

本发明属于广播技术领域，具体地说，是一种调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法。

背景技术

目前，全世界电视的数字化过程已经初步完成。我国数字地面电视广播（Digital Television Terrestrial Broadcasting，DTTB）、移动多媒体广播（China Mobile Multimedia Broadcasting，CMMB，即手机电视）已进入稳步发展阶段，而有线电视的数字化已商用多年，正在进入双向、高清时代。数字化带来了更高质量的节目制作、发送与接收，数字化使得用户享有了更优质的用户体验。在电影、电视、手机多媒体等诸多传媒的数字化已取得显著成果之时，声音广播的数字化显得相对滞后，但这也带来了一个发展契机，即声音广播领域的数字化大有可为。将数字技术应用于声音广播可以带来高稳定的接收效果和高保真的音质，同时可以支持文字信息、电台节目信息、股票信息等诸多图文并茂的广播数据业务，从而使声音广播获得更快更好地发展。

声音广播的数字化主要涉及现有的调频（Frequency Modulation，FM）频段和调幅（Amplitude Modulation，AM）频段音频广播。在美国，HD Radio（HybridDigital Radio）技术已经得到商用，而在欧洲，数字声音广播两大标准“数字音频广播（Digital Audio Broadcasting，DAB）”和世界数字广播（DigitalRadio Mondiale，DRM）已经推广开来。

FM频段的可用频谱资源为88～108MHz，在不同的国家略有差别。该频段被进一步划分为100kHz整数倍的频道分配给每一个广播电台。在美国，频道的基本划分单位为200kHz，即频道间隔为200kHz，每一个广播电台被分配400kHz的频谱。在整个FM频段可布点百余个电台频道。在中国，FM频段允许的范围为87～108Mhz，基本划分单位为100kHz，每一个广播电台被分配200kHz的频谱，在整个FM频段内不规则地分布着很多电台，电台之间的实际最小间隔为100kHz，而最大间隔在1Mhz以上，而间隔300kHz的情况最常见。由于立体声调频信号实际带宽在150kHz以内，且各个广播电台之间的频谱间隔缝隙，实际上，FM频段的频谱利用率并不高，有很多频谱空洞资源可以被进一步利用。

已有的进一步利用调频广播频谱资源的方法，包括在200kHz带内叠加数字声音广播信号的方法、在200kHz带外叠加数字声音广播信号的方法以及在带内带外同时叠加数字声音广播信号的方法。在200kHz带内叠加数字声音广播信号的方法的一个关键问题是降低同频带内模拟和数字声音广播的相互影响，即克服模拟调频信号的影响尽量提高带内的频谱资源利用率，同时权衡数字信号对模拟调频信号的影响。

FM频段数字化是无线音频广播的发展趋势，国外比较成熟的方案包括DAB和HD Radio。在美国和欧洲，FM频段数字化改造已经铺开，而在中国FM频段的数字化标准正在制定中。

以HD Radio为例，它是美国iBiquity公司提出的一项数模混频同播的数字音频广播标准，HD Radio是一种正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)系统，该系统在常规FM信号两边创建了一组数字边带，FM和HD Radio的混合信号符合传统FM广播特定的频率掩模。HDRadio有三种频谱分配模式：混合模式、扩展混合模式、全数字模式。这三种模式的基本思想是利用FM频段的剩余频谱资源。实际上，混合模式在FM模拟信号上下边带分别增加约70KHz的数字边带用于传输数字信号。混合模式提供97kbps的数据率，其中包括96kbps的音频数据和1kbps的辅助数据，或者64kbps的音频数据和33kbps的辅助数据。

美国FM广播电台之间空间距离大，发射台密度小；且所在的ITU 2区信道间隔宽（为200kHz），频率重叠轻微。但中欧洲和中国所在的ITU 1区和3区频道间隔小得多，仅100kHz，发射台的密度却大得多。相比之下，在2区的发射台相互之间的干扰要比1区和3区轻微的多。由于2区的FM频谱比较空闲，在现有频谱的空隙可以用数字声音广播来填充。在现有的模拟信号频谱上安置数字信号，如果不需要申请新的载波频率的许可证，这种方法就被称为带内同频道（In Band on Channel，IBOC）。因此，美国的HD Radio从其频谱上看，实际是带内邻频道（In Band Adjacent Channel，IBAC）。

由于HD Radio附加的数字广播信号频谱位于正常模拟FM信道的两侧，因此，如果在我国属于的3区使用，会产生严重的邻频道干扰，对现有的模拟FM发射造成损害。

已有的进一步利用调频广播频谱资源的方法，包括在调频广播频段带内叠加数字声音广播信号的方法、在调频广播频段带外叠加数字声音广播信号的方法以及在带内带外同时叠加数字声音广播信号的方法，关键问题是降低同频带内模拟和数字声音广播信号的相互影响，即尽量提高带内的频谱资源利用率同时克服数字信号对模拟调频信号的影响。

但现有方案均未能完全解决调频广播频段带内数模混合信号中两种信号的相互干扰问题。

发明内容

本发明的目的是提出一种调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，针对调频广播频段内现有模拟声音广播信号和数字声音广播信号的相互影响问题，基于现有模拟声音广播信号的边频分量的大小，本方法将调频广播频段分为多个子频段，以模拟声音广播信号的能量谱分布为自适应参量，对数字声音广播信号的不同子载波自适应地在各个子频段中采用不同的调制方式。

已调频信号是瞬时频率随着调制信号的瞬时幅度变化而变化的高频信号，为分析简单起见，假设调制信号是单音频信号，则已调频信号表示为：

$S_{\mathrm{FM}}\left(t\right)=A_c\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+m\sin \mathrm{\Ωt})=A_c\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\frac{\mathrm{\Δ\ω}}{\mathrm{\Ω}}\sin \mathrm{\Ωt})=A_c\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ}\sin \mathrm{\Ωt})$

其中，

S_FM(t)是调频信号瞬时值；

A_C是调频信号最大幅度；

ω₀是载波角频率；

m是调制指数， $m=\frac{\mathrm{\Δ\ω}}{\mathrm{\Ω}}=\frac{\mathrm{\Δf}}{F}=\mathrm{\Δ\φ}$

Ω是调制信号角频率；

Δφ是最大相位偏移；

Δf是最大调频频偏；

F是调制信号频率。

根据三角函数公式sin(α+β)=sinα×cosβ+cosα×sinβ，上式u(t)变为

S_FM(t)=A_C[sinω₀t×cos(m sinΩt)+cosω₀t×sin(m sinΩt)]

经傅里叶级数展开和三角函数变换，得

$S_{\mathrm{FM}}\left(t\right)=A_c[J_0\left(m\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_n\left(m\right)[\sin ({\mathrm{\ω}}_0+\mathrm{n\Ω})t+{(-1)}^n\sin ({\mathrm{\ω}}_0-\mathrm{n\Ω})t\left]\right]$

其中，J_n(m)表示第一类n阶贝塞尔函数，其变量为调频指数m。

上式说明一个单音频调制的调制信号可以分解为一个载波分量和无数对边频分量之和，各边频分量以调制频率Ω等间隔分布，各分量幅度受Bessel函数调制，以载频ω₀为中心对称分布。由于调频信号的频谱包含无穷多个频率分量，理论上频带宽度为无限宽，但边频幅度随着J_n(m)阶数n增大而逐渐减小。因此，只要取适当的n值使边频分量小到可以忽略的程度，调频信号可近似认为具有有限频谱，根据卡森（Carson）公式，其有效带宽为B=2(m+1)F=2(Δf+F)。

由Bessel函数的性质可知，当m<π/2时，即对于弱调制信号，只有低阶Bessel函数有明显的幅度，此时大部分信号功率集中在载频附近；当m>π/2时，即对于深度调制的信号，频谱展宽，有效功率分布在以载频为中心的相当大的范围内。对于模拟调频广播，大部分时间都属于弱调制，即大部分时间调频信号功率集中在载波附近，而小部分时间属于深度调制，频谱分布在较宽的范围内。因此，可以通过检测模拟调频广播的频谱分布参数，来改变数字声音广播的调制方式，从而在尽量不影响现有模拟调频广播质量的情况下，提高数字声音广播的传输效率和可靠性。

对于调制信号频谱的分析方法有：1）如上所述，间接地利用调制指数m来表征频谱的集中程度，目前常用的调制度测量方法有时域分析法、频谱分析法和功率计法等三类；2）直接的傅里叶变换法。

本发明提出的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，分别产生的模拟声音广播信号和数字声音广播信号合成为一路模拟数字混合信号，共用一个调频广播频段，将调频广播频段分为多个子频段，以模拟声音广播信号的特性参数为数字声音广播信号的自适应参量，自适应地在各个子频段中设置数字声音广播信号子载波不同阶数的调制方式。

所述模拟声音广播信号的特性参数是模拟声音广播信号的能量谱，或者是模拟声音广播信号的调制指数。

所述数字声音广播信号子载波调制方式的自适应设置包括如下步骤：

I、调频广播频段以中心为对称，每侧分3个子频段；

II、对模拟声音广播信号的能量谱用快速傅里叶变换（FFT）进行分析，在各个超帧的数字声音广播信号同步符号帧期间计算在调频广播频段内模拟声音广播信号能量分布；因为模拟声音广播信号的能量谱在20～30ms内是不变的，故在一个超帧内可认为模拟声音广播信号的能量不变。

III、将调频广播频段中某个子频段内模拟声音广播信号能量E_n与预定的阈值比较，确定在相应超帧内不同子频段的数字声音广播信号的调制方式，

所述阈值为λ₁和λ₂，λ₁＞λ₂。

当E_n>λ₁时，对应子频段的数字声音广播信号置零，即完全不放置任何数字声音广播信号的子载波；

当λ₂<E_n<λ₁时，对应子频段的数字声音广播信号的子载波采用低于2⁴的低阶调制方式；

当E_n<λ₂时，对应子频段的数字声音广播信号的子载波采用等于或高于2⁴的高阶调制方式。

所述步骤II的调频广播频段内模拟声音广播信号能量E_n与预定的阈值比较计算，用绝对值代替平方运算，以降低计算复杂度。

所述的数字声音广播信号所包含的同步符号子载波在其所处的调频广播频段内等间隔分布。

所述的数字声音广播信号所包含的同步符号子载波在调频广播频段内采用低于2⁴的低阶调制方式。以降低数字声音广播信号对模拟声音广播信号的影响，提高传输质量。

所述低阶调制方式为四相相移键控或二进制相移键控调制方式；所述高阶调制方式为十六相相移键控、三十二相相移键控和六十四相相移键控中的任一种调制方式。

所述的自适应带内调制方法在数字声音广播信号的同步符号期间内完成调制方式确定，在随后的数字声音广播信号的声音数据符号期间调制方式保持不变。

为了更可靠地实现系统同步，提升数字声音广播信号的同步符号的发射功率，使之比声音数据符号的发射功率大0～5dBc。

为了保证模拟声音广播信号的质量，衰减数字声音广播信号的发射功率电平，或者调节放大模拟声音广播信号的发射功率，使数字声音广播信号的发射功率比模拟声音广播信号发射功率低10～40dBc。

与已有技术相比，本发明调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法的优点为：1、采用本方法的调频广播频段数模混合系统，模拟声音广播信号的解调信噪比和失真度指标明显改善，较好地解决了带内同频混合广播信号中数字声音广播信号和模拟声音广播信号的相互干扰；2、本法可在现有的调频广播频段数模混合信号系统中实施，无需增添新设备。

附图说明

图1为本调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法实施例带内频谱示意图。

图2是根据本发明的FM频段的数字广播信号时域安排方式。

具体实施方式

以下结合附图详细说明本调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法实施例。

我国调频广播的频率范围为87～108MHz,为防止调频台之间的相互干扰，规定各电台之间的频道间隔为200kHz，最大频偏为75kHz，最高调制信号频率为15kHz。模拟调频广播除了用于声音广播外，还可以利用调频广播副载波（67kHz或92kHz）开展数据业务（Subsidiary CommunicationAuthorization，SCA）。

我国国标（GB4322.3-84）规定：在调频广播中，0～15kHz的频率为主信道；23～53kHz用于传输立体声广播的差信号，其副载波频率为38kHz；19kHz用于传送导频信号；61～73kHz为SCA1信号，副载波频率为67kHz；86～98kHz为SCA2信号，副载波频率为92kHz。

此外，从前述的调频信号分析可知，模拟调频广播大部分时间都属于弱调制，即大部分时间调频信号功率集中在载波附近，而小部分时间属于深度调制，频谱分布在较宽的范围内。

因此，本例以调频频道的中心为0Hz，则上边带划分为3个频段，分别为0～55kHz，覆盖了0～15kHz的主信道和23～53kHz的差信号；55kHz～80kHz，覆盖了SCA1信号；80kHz～100kHz，覆盖了SCA2信号。下边带对称划分。

本例包括如下步骤：

I、调频广播频段以中心0点为对称，每侧分3个子频段，如图1所示，左侧为0～55kHz、55～80kHz、80～100kHz，右侧为0～-55kHz、-55～-80kHz、-80～-100kHz；

Ⅱ、对模拟声音广播信号的能量谱用快速傅里叶变换进行分析，在各个超帧内计算在调频广播频段内模拟声音广播信号能量分布；

为了便于分析和实现，本例选取有限长度的模拟声音广播信号进行分析，并假设在一定时间内该信号是稳定的，以及已经数字化的，该模拟声音广播信号用能量信号s(n)表示，其平方可积；能量谱Φ(k)描述此段模拟声音广播信号的能量如何随着频率分布，等于模拟声音广播信号的能量信号s(n)离散傅里叶变换（DFT）系数S(k)的平方，即

$S\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}s\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{kn}}$

Ф(k)=|S(k)|²=[Re(S(k))]²+[Im(S(k))]²

其中，N为离散傅里叶变换（DFT）变换的点数；k、n分别是频域和时域中数据的序号，范围为0,1….,N-1；S(k)是s(n)的离散傅里叶变换系数，为复数；Re(S(k))表示复数S(k)的实部，Im(S(k))表示复数S(k)的虚部。

由于输入信号s(n)是实信号，根据傅里叶变换的性质可知，能量谱Φ(k)是关于中心点对称的，而且根据上述描述可知调制信号的频谱自身也是等间隔对称分布的。因此，只需要分析k为0～N/4范围内的能量谱即可代表整个频谱的分布情况，模拟声音广播信号的载波的谱线位于k=N/4处。

本例采用直接的傅里叶变换法，所述的傅里叶变换的长度为256点。

Ⅲ、将调频广播频段中某个子频段内模拟声音广播信号能量E_n与预定的阈值比较，确定在相应超帧内不同子频段的数字声音广播信号的调制方式；

设置模拟声音广播信号能量的两个阈值λ₁和λ₂。参考欧洲电信标准协会（European Telecommunications Standards Institute，ETSI）和美国联邦通信委员会（The Federal Communications Commission，FCC）对模拟调频广播频谱模板和保护率的要求，以及美国HD Radio保护率的实际场测结果，以及本发明计算机仿真的结果，在本实施例中，设置阈值λ₁＝-40dBc和λ₂=-50dBc。这两个阈值可以根据实际测量结果进行调整，以获得更好效果。

计算各子频段模拟声音广播信号的能量E_n。

对于N点离散傅里叶变换DFT，假设载波（即N/4点）处的能量为CE，因频谱的对称，只需要计算左侧3个子频段的频谱能量相对于载波能量的比值，若取对数运算，则比值变为相减，能量单位以dBc表示，分别为：

$E_1=10{\log }_{10}\frac{\left(\underset{0}{\overset{\frac{N}{16}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(k\right)\right|}^2\right)}{{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(\frac{N}{4}\right)\right|}^2}=10{\log }_{10}\left(\underset{0}{\overset{\frac{N}{16}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(k\right)\right|}^2\right)-10{\log }_{10}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(\frac{N}{4}\right)\right|}^2$

$E_2=10{\log }_{10}\left(\underset{\frac{N}{16}}{\overset{\frac{N}{8}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(k\right)\right|}^2\right)-10{\log }_{10}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(\frac{N}{4}\right)\right|}^2$

$E_3=10{\log }_{10}\left(\underset{\frac{N}{8}}{\overset{\frac{3N}{16}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(k\right)\right|}^2\right)-10{\log }_{10}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(\frac{N}{4}\right)\right|}^2$

根据上述计算得到各个超帧内的0～55kHz子频段内的E₃、55～80kHz子频段内的E₂、80～100kHz子频段内的E₁，分别和阈值λ₁、λ₂比较，本实施例中设置λ₁＝-40dBc、λ₂＝-50dBc，根据比较结果选择数字声音广播信号后续49个声音数据符号帧在对应各个子频段中子载波的不同调制方式，即在某个子频段内数字声音广播信号的声音数据符号帧的调制方式在超帧之间可以发生改变，在一个超帧内是固定不变的。

本例在各超帧计算和自适应调制方式选择情况如下：

在数字声音广播信号同步符号帧期间，计算各子频段模拟声音广播信号的能量参数E₁、E₂、E₃，并分别与λ₁（-40dBc）比较，当E₁、E₂、E₃中的某个或某些大于λ₁，就表明其对应的子频段存在严重的模拟声音广播信号和数字声音广播信号的相互干扰，该子频段完全不放置任何数字声音广播的子载波，防止造成对模拟声音广播信号的影响；

E₁、E₂、E₃中小于λ₁（-40dBc）的，继续和λ₂（-50dB_c）比较，当E₁、E₂、E₃中的某个或某些小于λ₁大于λ₂，其对应的子频段仍存在比较严重的模拟声音广播信号和数字声音广播信号的相互干扰，该子频段采用四相相移键控（QPSK）调制方式，以降低数模信号之间的相互影响；

当E₁、E₂、E₃中的某个或某些小于λ₂，其对应的子频段只存在微弱的模拟声音广播信号和数字声音广播信号的相互干扰，该子频段采用十六相相移键控（QAM16）调制方式，以提高传输效率。

上述的E_n（其中n=1、2、3）计算涉及到平方和对数运算，计算复杂。因为本方法不要求精确地计算频谱能量，为了简化计算，用模拟声音广播信号的能量信号s(n)离散傅里叶变换系数S(k)的绝对值代替其平方值计算能量谱Φ(k)，并用Φ(k)的绝对值代替其平方值计算相对值，即

Ф(k)≈|Re(S(k))|+|Im(S(k))|

$E_1=\frac{\underset{0}{\overset{\frac{N}{16}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|\mathrm{\&Phi;}\left(k\right)\right|}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(\frac{N}{4}\right)\right|}$

$E_2=\frac{\underset{\frac{N}{16}}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|\mathrm{\&Phi;}\left(k\right)\right|}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(\frac{N}{4}\right)\right|}$

$E_3=\frac{\underset{\frac{N}{8}}{\overset{\frac{3N}{16}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|\mathrm{\&Phi;}\left(k\right)\right|}{\left|\mathrm{\&Phi;}\left(\frac{N}{4}\right)\right|}$

相应地阈值λ₁、λ₂也用绝对值形式表示，而不是用相对值dBc表示。

为了提高系统的同步可靠性，数字声音广播信号的同步符号在整个调频广播频段内采用低阶调制方式，即四相相移键控QPSK）或二进制相移键控（BPSK），本例所用为BPSK方式。

图2所示为本例调频广播频段的数字声音广播信号时域安排方式，在时间轴上，数字广播信号时域被划分为连续的超帧，每一个超帧由一定数量的信号帧组成，包括一个同步符号帧和固定个数的声音数据符号帧。在本实施例中，一个超帧由50个信号帧构成，其中有49个声音数据符号帧。本例一个超帧的持续时间为25ms。

如前所述，模拟声音广播信号的特性在20～30ms的持续时间内保持不变。因此，在一个25ms的超帧内，可以认为模拟声音广播信号的能量谱特性是保持不变的。又因为同步符号帧在整个调频广播频段内采用固定的BPSK调制，在广播过程不改变，所以，可以在同步符号帧期间计算模拟声音广播信号的能量参数E_n，作为数字声音广播信号后续49个声音数据符号帧选择不同调制方式的依据，即声音数据符号帧的调制方式只在超帧之间发生改变，在一个超帧内是固定不变的。当然，在一个信号帧内改变调制方式也是可行的，只是过于频繁，增加了复杂度。

数字声音广播信号的同步符号的功率可以与数据符号的功率相同，本例为了更可靠地实现系统同步，提升数字声音广播信号的同步符号的发射功率，使之比声音数据符号的功率大3dBc。

本例为了保证模拟声音广播信号的质量，衰减数字声音广播信号的发射功率电平，使数字声音广播信号的发射功率比模拟声音广播信号发射功率低25dBc。

经过计算机仿真，结果表明本发明所提供方法产生的数模混合信号中的模拟声音广播信号的解调信噪比和失真度与现有方法相比有较为明显的改善，如表1所示。

表1模拟声音广播信号性能仿真结果对照表

上述具体实施方式以较佳实施例对本发明进行了说明，但这只是为了便于理解而提出的一个形象化的实例，不应被视为是对本发明范围的限制。根据本发明的技术方案及其较佳实施例的描述，可以做出各种可能的等同改变或替换，所有这些改变或替换都应属于本发明权利要求的保护范围。

Claims (10)

1.调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，分别产生的模拟声音广播信号和数字声音广播信号合成为一路模拟数字混合信号，共用一个调频广播频段，其特征在于：

将调频广播频段分为多个子频段，以模拟声音广播信号的特性参数为数字声音广播信号的自适应参量，自适应地在各个子频段中设置数字声音广播信号子载波不同阶数的调制方式；

所述模拟声音广播信号的特性参数是模拟声音广播信号的能量谱，或者是模拟声音广播信号的调制指数。

2.根据权利要求1所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于所述数字声音广播信号子载波调制方式的自适应设置包括如下步骤：

I、调频广播频段以中心为对称，每侧分3个子频段；

Ⅱ、对模拟声音广播信号的能量谱用快速傅里叶变换进行分析，在各个超帧的数字声音广播信号同步符号帧期间计算在调频广播频段内模拟声音广播信号能量分布；

Ⅲ、将调频广播频段中某个子频段内模拟声音广播信号能量En与预定的阈值比较，确定在相应超帧内不同子频段的数字声音广播信号的调制方式；

所述阈值为λ₁和λ₂，λ₁＞λ₂；

当E_n>λ₁时，对应子频段的数字声音广播信号置零，即完全不放置任何数字声音广播信号的子载波；

当λ₂<E_n<λ₁时，对应子频段的数字声音广播信号的子载波采用低于2⁴的低阶调制方式；

当E_n<λ₂时，对应子频段的数字声音广播信号的子载波采用等于或高于2⁴的高阶调制方式。

3.根据权利要求2所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于：

所述的阈值λ₁=-40dBc，λ₂=-50dBc。

4.根据权利要求2或3所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于：

所述步骤Ⅱ的调频广播频段内模拟声音广播信号能量E_n与预定的阈值比较计算，用绝对值代替平方运算。

5.根据权利要求2或3所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于：

所述的数字声音广播信号所包含的同步符号子载波在其所处的调频广播频段内等间隔分布。

6.根据权利要求2或3所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于：

所述的数字声音广播信号所包含的同步符号子载波在调频广播频段内采用低于2⁴的低阶调制方式。

7.根据权利要求2或3所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于：

所述低阶调制方式为四相相移键控或二进制相移键控调制方式；所述高阶调制方式为十六相相移键控、三十二相相移键控和六十四相相移键控中的任一种调制方式。

8.根据权利要求2或3所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于：

所述的自适应带内调制方法在数字声音广播信号的同步符号期间内完成调制方式确定，在随后的数字声音广播信号的声音数据符号期间调制方式保持不变。

9.根据权利要求2或3所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于：

所述数字声音广播信号的同步符号的发射功率被提升、比声音数据符号的发射功率大0～5dBc。

10.根据权利要求2或3所述的调频广播频段数模混合信号的自适应带内调制方法，其特征在于：

所述数字声音广播信号的发射功率电平衰减，或者模拟声音广播信号的发射功率调节放大，数字声音广播信号的发射功率比模拟声音广播信号发射功率低10～40dBc。

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