CN103001906A - Tds-ofdm干扰信号生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种TDS-OFDM干扰信号生成方法，涉及数字信息传输安全技术领域，包括：S1：以520帧作为周期，得到被干扰LDPC块经过星座图映射得到的符号在通过TDS-OFDM系统的720模式时域交织之后在各帧的分布；S2：将干扰信号的每帧中仅含有在S1中得到相应帧中的位置处的子载波的幅度置为非零固定常数，其余位置的子载波和TPS载波置零，且使TPS载波分布与被干扰信源一致，以生成干扰信号的数据体；S3：对每帧的数据体进行循环前缀作为保护间隔的填充，从而生成520帧信号；S4：对520帧信号进行拼接，拼接后进行与被干扰信号一致的SRRC滤波；S5：对滤波后的信号进行功率控制、上变频，以生成干扰信号。本发明生成了有效影响非法信号接收的低功率干扰信号。

Description

TDS-OFDM干扰信号生成方法

技术领域

本发明涉及数字信息传输安全技术领域，特别涉及一种TDS-OFDM低功耗干扰信号生成方法。

背景技术

中国的数字电视地面多媒体广播(Digital Television TerrestrialMultimedia Broadcasting，DTMB)采用的是中国自主研发的时域同步正交频分复用调制方式，较北美、欧洲、日本的一代标准拥有后发优势，具有快速的码字捕获和稳健的同步跟踪、频谱利用效率高、移动性能好、广播覆盖范围大、多业务广播方便等优点。2006年8月，国务院批准我国数字电视地面广播传输标准DTMB为强制性国家标准，全称是《数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制标准》，标准代号为GB20600-2006，自2007年8月起正式实施。根据国家广播电视电影总局的规划，2015年我国将完成模拟电视向数字电视的过度，停止模拟电视信号的广播。

随着国标的推广，DTMB将在更大的范围内推广，成为国内外部分地区唯一地面数字电视广播的标准，DTMB接收机也将更加普及。因此，某些组织将可能发射非法DTMB信号，散布非法的广播。而由于DTMB采用了具有较强纠错性能的低密度奇偶校验码(LowDensity Parity Check Code，LDPC)编码，常规的非相干低功率干扰并不能有效地影响非法信号的接收。

发明内容

(一)要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题是：如何生成能够有效地影响非法信号接收的低功率干扰信号。

(二)技术方案

为解决上述技术问题，本发明提供了一种TDS-OFDM干扰信号生成方法，包括以下步骤：

S1：以520帧作为周期，得到被干扰LDPC块经过星座图映射得到的符号在通过TDS-OFDM系统的720模式时域交织之后在各帧的分布；

S2：将干扰信号的每帧中仅含有在S1中得到相应帧中的位置处的子载波的幅度置为非零固定常数，其余位置的子载波和TPS载波置零，且使TPS载波分布与被干扰信源一致，以生成干扰信号的数据体；

S3：对所述干扰信号中每帧的数据体进行循环前缀作为保护间隔的填充，从而生成520帧信号；

S4：对520帧信号进行拼接，拼接后进行与被干扰信号一致的SRRC滤波；

S5：对滤波后的信号进行功率控制、上变频，以生成干扰信号。

其中，对于QAM调制模式下，步骤S1中所述的符号在520帧中的分布按照如下规律给出：

对于帧号为m＝10p+q的干扰信号帧，其中，0≤m≤519，0≤p≤51，0≤q≤9，在载波号为52k+p的位置上设有导频，其中，k≥0，且为整数。

其中，对于64QAM调制模式下，所述k满足条件：0≤k≤23。

其中，对于16QAM调制模式下，所述k满足条件：0≤k≤35。

其中，在载波号为52k+p的载波两侧的至少一侧设有一个辅助导频。

其中，在载波号为(52k+p+1)_modr处设有辅助导频，其中，(·)_{mod r}为模r运算，r表示被干扰信号的LDPC块映射得到的符号数目。

其中，对于64QAM调制模式下，r＝1248。

其中，对于16QAM调制模式下，r＝1872。

其中，对于生成的干扰信号子载波分布，若相邻两帧一样，则步骤S2中所述的非零固定常数应该在经过步骤S3之后保证该两帧各子载波相位连续。

其中，步骤S5中，对滤波后的信号进行功率控制使得被干扰信号与干扰信号的信干比在15dB～20dB范围内。

(三)有益效果

通过本发明的方法生成了有效地影响非法信号接收的低功率干扰信号。

附图说明

图1是DTMB发射机结构框图；

图2是DTMB时域交织/解交织示意图；

图3是本发明实施例的一种TDS-OFDM干扰信号生成方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

本文所述的一种对时域同步正交频分复用(Time-DomainSynchronous Orthogonal Frequency Division Multiplexing，TDS-OFDM)系统低功耗干扰信号生成方法，利用了国标系统中的720交织模式，以帧为单位，周期性地发送导频信号，该导频序列经过解交织之后汇集到某个LDPC块映射的所有符号，从而周期性地集中破坏该LDPC块，使其不能正常解码，而不影响其余LDPC块的解码。在信源解码端，周期性地出现无法解码的坏包，从而大大降低接收图像和声音的QoS，有效地影响非法广播信号的播出。

DTMB系统发射机如图1所示，其时域交织模块如图2所示，交织模式2，即B＝52、M＝720的交织模式下，可以得出交织延时关系：对于序号为n＝52p+q，其中0≤n＜3744，0≤q＜52，则该符号经过交织之后将延时10q帧，一帧中的位置不变。利用该原理可以设计出能量相对稳定的干扰源。

设系统调制模式为64QAM，交织模式为2，即720模式。在该系统配置下，一帧含有3个LDPC块，每个LDPC块分别映射到1248个符号。对于这1248个符号，设其序号n＝52p+q，其中0≤n＜1248，0≤q＜52，则该符号经过交织之后延时10q帧，但其位置仍然不变。注意到最大延时帧数为510帧，因此考虑以520帧为周期，发送干扰信号。不失一般性，假定要干扰的为每520帧中第1帧的第1个LDPC块映射生成的1248个符号。经过交织之后，这1248个符号分别被分散到如表1所示：

表1交织延时表

符号编号	延迟帧数
		0，52，104，...，1196	0
1，53，105，...，1197	10
		2，54，106，...，1198	20
...	...
		50，102，154，...，1246	500
51，103，155，...，1247	510

因此可以通过将导频按照编号分散到延迟帧中，经过解交织之后，就能集中到某一帧的某个LDPC块映射的1248个符号。由于叠加了一定的噪声，可以通过设置其幅度，使得该LDPC块不能正常解码，从而出现坏包。同时由于只需要破坏一定数目而非全部的LDPC块，后续的信源解码模块便不能正常输出图像和声音，干扰系统只需要以一定的周期干扰即可，从而实现较低的功耗。

原理上，需要干扰的LDPC块越多，干扰信号的能量也就越高。事实上，按照上述方式生成的干扰信号在时域幅度超过LDPC解码门限之后就没有增大的必要；此时要干扰更多LDPC块，只有在每个干扰信号帧中增加更多的导频，增加导频的过程一样会提高干扰信号的能量。

基于上述原理，本发明的TDS-OFDM干扰信号生成方法如图3所示，包括：

步骤S301：以520帧作为周期，生成要干扰LDPC块经过星座图映射得到的符号在通过TDS-OFDM系统的720模式时域交织之后在各帧的分布。

考虑64QAM，交织深度720，PN420填充的模式，每帧含有3个LDPC块，每块7488个比特，被映射成1248个符号，该1248个符号经过交织之后分别被延时0帧、10帧、20帧......510帧，每帧分配24个符号，对应了24个子载波，即为干扰信号的导频。干扰信号以520帧为一个周期，不失一般性，假设要干扰每520帧中的第1帧(帧0)的第1个LDPC块(交织前)，那么在生成这520帧的导频序列(交织后)时，帧0插入位置为0，52，104，...，1196，帧10插入位置为1，53，105，...，1197，帧510插入位置为51，103，155，...，1247。若能与发射机信号进行理想同步(帧头位置差异不超过保护间隔)，该部分的导频经过解交织之后就能落入与帧0(交织前)同步的发送信号帧前1248个频域符号，无一遗漏，从而干扰该部分解映射和解码过程。

若设LDPC解码所需要的信噪比门限为CN dB，那么每3×520个LDPC块破坏掉1个所需要的干扰信号与实际发送信号的信干比为：

$\mathrm{CN}+10{\log }_{10}(10\×\frac{4200}{3780}\×\frac{3780}{24})=\mathrm{CN}+32.43\left(\mathrm{dB}\right)$

上式中，10表示每10帧只有一帧有信号，4200/3780表示每帧长度与有效符号数的比值，3780/24表示3780个子载波只有24个被使用。

上述方案需要理想同步，并且注意到每发送1帧的数据，干扰发射机需要等待9帧的空隙，对于功放工作点频繁切换会降低功放的使用寿命，因此可以采用10帧内连续发送同样导频信号的方案，即帧0～9发送相同的导频，10～19帧发送相同的导频，一直到510～519帧发送相同的导频，其导频插入图样如表2所示；此外为了回避理想同步的困难，由于每10帧一组中导频位置一致，便可以保证该组10帧发送的导频相位连续；同时为了增强干扰效果，可以在原先安插导频的位置两侧增加1～2个幅度略小的辅助导频，例如按照如下方式生成520帧的导频序列：第0～9帧插入位置为0，1，52，53，104，105，...，1196，1197，第10～19帧插入位置为1，2，53，54，105，106，...，1197，1198，第510～519帧插入位置为51，52，103，104，155，156，...，1247，0，如表3所示。上述方案，在理想同步情况下，可以完全破坏3×510个LDPC块中的10个，在非理想同步情况，至少可以完全破坏其中的9个。信干比相应至少为：

$\mathrm{CN}+10{\log }_{10}\left(\frac{3780}{24}\right)=\mathrm{CN}+18.96\left(\mathrm{dB}\right).$

上式中，3780/48表示3780个子载波中有48个使用，实际由于辅助导频能量会略小，信干比应比上述值要大。增加辅助导频实际上增加了干扰信号的能量，其干扰性能也会相应提升。

表264QAM下的导频序列插入图样

表364QAM下含有辅助导频的导频序列插入图样

对于其他的调制模式，例如16QAM，其他与上述一致，一个LDPC块被映射成1872个符号，与上述类似，只不过每帧中的导频个数增多，能量也相应提高。为了实现与上述类似的干扰，520帧导频序列的插入方式如表4和表5所示

表416QAM下的导频序列插入图样

表516QAM下含有辅助的导频序列插入图样

在16QAM下，每帧插入导频个数为72，信干比至少为：

$\mathrm{CN}+10{\log }_{10}\left(\frac{3780}{72}\right)=\mathrm{CN}+17.20\left(\mathrm{dB}\right).$

实际的16QAM下的LDPC解码C/N门限已经小于64QAM，同时由于有更多的子载波需要干扰，干扰信号的能量还不能比C/N门限低很多。同时注意到17.20dB和上文中18.96dB相差的1.76dB可以这样理解，在64QAM中上述的设计是干扰每3×520个LDPC块中的10个，在16QAM中，干扰的是每2×520个LDPC块中的10个，干扰强度相差：

${10\log }_{10}\left(\frac{3}{2}\right)=1.76\left(\mathrm{dB}\right).$

对于交织模式1，对应交织深度240，注意到延迟线并不是整帧，因此导频的经过交织之后，不仅会有帧号的延迟，也会有帧内位置的偏移，不便于操作，且在实际中，通常使用较长的交织深度以克服选择性衰落。因此本发明主要针对720交织深度下的PN420填充主模式，包括16QAM和64QAM星座映射。

步骤S302，按照被干扰符号在各帧中的分布，生成干扰信号的数据体，将所述干扰信号的每帧中仅含有在S301中得到相应帧中的位置处的子载波的幅度置为非零固定常数，其余位置的子载波和TPS(传输参数信令)载波置零，且使TPS载波分布与被干扰信源一致。在OFDM系统中，这些数据体是经过IFFT之后的数据。具体地，在64QAM或16QAM调制模式下，选择表2、3或4、5中第l行，生成序列：

${\left\{x_n^{\left(l\right)}\right\}}_{n=0}^{3743}$

其中，若n(n从0到3743)出现在第l行右侧单元格中，

否则，

将该序列进行TPS扩充至：

${\left\{y_n^{\left(l\right)}\right\}}_{n=0}^{3779}$

填充TPS载波全零，且使TPS分布方式与被干扰信源一致；对序列做与被干扰信源一致的3780点IFFT，得到每帧的数据部分：

${\left\{z_n^{\left(l\right)}\right\}}_{n=0}^{3779}$

步骤S303，对每帧的数据体进行循环前缀作为保护间隔的填充，从而生成520帧信号。具体地，循环构造10帧长度的上述时域序列：

${\left\{s_n^{\left(l\right)}\right\}}_{n=0}^{42000-1}$

其中，

n＝3780k+m，k为整数，0≤m＜3780；若l＜52，l＝l+1，跳至步骤S302，否则执行下一步。这样便生成了520帧信号：

${\left\{{\left\{s_n^{\left(l\right)}\right\}}_{n=0}^{42000-1}\right\}}_{l=1}^{52}.$

步骤S304，对520帧信号进行与被干扰信号一致的SRRC(平方根升余弦)滤波。具体地，将上述得到的520帧信号进行拼接，得到

其中，

n＝42000×(l-1)+m，0≤m＜42000。对

做与干扰信源一致的SRRC成形。由于发射的序列具有周期性，可以将上述SRRC成型数据保存，存入ROM表或其他发射设备可以读取的数据格式。

步骤S305，对滤波后的信号或从ROM表读取的信号进行功率控制，之后上变频发射，其功率控制要求在接收机侧，被干扰信号与干扰信号的信干比在15dB～20dB范围内。

实验证明，本发明能有效造成对非法广播的干扰，发射端功率控制使得信干比20dB时图像出现马赛克，17dB时图像出现不间断，继续增大干扰功率将无法正常信源解码，出现黑屏。

以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (10)

1.一种TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：以520帧作为周期，得到被干扰LDPC块经过星座图映射得到的符号在通过TDS-OFDM系统的720模式时域交织之后在各帧的分布；

S2：将干扰信号的每帧中仅含有在S1中得到相应帧中的位置处的子载波的幅度置为非零固定常数，其余位置的子载波和TPS载波置零，且使TPS载波分布与被干扰信源一致，以生成干扰信号的数据体；

S3：对所述干扰信号中每帧的数据体进行循环前缀作为保护间隔的填充，从而生成520帧信号；

S4：对520帧信号进行拼接，拼接后进行与被干扰信号一致的SRRC滤波；

S5：对滤波后的信号进行功率控制、上变频，以生成干扰信号。

2.如权利要求1所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，对于QAM调制模式下，步骤S1中所述的符号在520帧中的分布按照如下规律给出：

对于帧号为m＝10p+q的干扰信号帧，其中，0≤m≤519，0≤p≤51，0≤q≤9，在载波号为52k+p的位置上设有导频，其中，k≥0，且为整数。

3.如权利要求2所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，对于64QAM调制模式下，所述k满足条件：0≤k≤23。

4.如权利要求2所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，对于16QAM调制模式下，所述k满足条件：0≤k≤35。

5.如权利要求2所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，在载波号为52k+p的载波两侧的至少一侧设有一个辅助导频。

6.如权利要求5所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，在载波号为(52k+p+1)_modr处设有辅助导频，其中，(·)_modr为模r运算，r表示被干扰信号的LDPC块映射得到的符号数目。

7.如权利要求6所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，对于64QAM调制模式下，r＝1248。

8.如权利要求6所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，对于16QAM调制模式下，r＝1872。

9.如权利要求1～8中任一项所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，对于生成的干扰信号子载波分布，若相邻两帧一样，则步骤S2中所述的非零固定常数应该在经过步骤S3之后保证该两帧各子载波相位连续。

10.如权利要求9所述的TDS-OFDM干扰信号生成方法，其特征在于，步骤S5中，对滤波后的信号进行功率控制使得被干扰信号与干扰信号的信干比在15dB～20dB范围内。

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