CN102986292A - 用于估计载波频率偏移的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于估计通信系统（100）中的载波频率偏移的方法（500）。在所述实施例中，该通信系统（100）包括第一通信装置（120）、第二通信装置（122）、以及中继（110）。该方法（500）包括：在该第一通信装置（120）处，以多个不同的第一旋转角度旋转（530）第一产生的信号区块以形成对应的第一前序信号集合（410）；在该第二通信装置（122）处，以多个不同的第二旋转角度旋转（530）第二产生的信号区块以形成对应的第二前序信号集合（420）；从该第一通信装置（120）和该第二通信装置（122）中的每个通信装置，将该各相应第一前序信号集合（410）和第二前序信号集合（420）作为时域信号发射（540）至该中继（110）；在该第一通信装置（120）处，接收来自该中继（110）的经重传的时域信号，该经重传的信号为该第一前序信号集合（410）与该第二前序信号集合（420）的组合；以及基于该接收到的经重传的时域信号来估计（550）该信道频率偏移。还公开了一种用于估计通信系统中的载波频率偏移的装置以及集成电路。

Description

用于估计载波频率偏移的方法与装置

技术领域

本发明涉及一种用于估计载波频率偏移的方法与装置，尤其但是并非排他地，本发明涉及双向中继。 

背景技术

用于将协作分集引进无线传输的中继技术具有通信量和范围扩展的潜能。具体而言，双向中继是能够在单向中继中所需时间的仅一半时间内支持两个源节点之间的数据分组交换的高效网络传输方案。在双向中继中，两个源节点使用相同时槽和带宽发送独立数据流。然而，由于共享频谱资源，所以由任一源节点所传达的信号不仅交叉传送至另一源节点，而且还作为干扰经由中继节点传送回其本身。因此，当设计双向中继系统中用于频率同步化的前序信号时，考虑干扰。 

一种广泛应用于点对点传输中频率同步化的前序信号具有IEEE802.11a/g/n标准中采用的周期性结构。然而，当将此前序信号应用于双向中继设置时，该前序信号产生来自源节点的传输，一旦该传输在到达中继节点之前彼此混合，则可能无法区分该传输。当发生此状况时，当中继节点将此接收到的复合信号重新引导回两个源节点时，可能不再能够可靠地估计该两个源节点之间的载波频率偏移（CFO）。因此，目前用于点对点传输或者单向中继传输的标准前序信号可能并不能够直接应用于双向中继传输。 

已知为中继网络而设计的训练序列并且其可以用于CFO估计，但是这些训练序列通常用于达到信道估计的目的。例如，用于单向中继的基于恒定振幅零自相关（CAZAC）序列的周期性前序信号可以用于估计目的地与多个中继站之间的CFO。然而，在这种情况下，由于存在由CFO产生的载波间干扰，所以以高SNR观察到CFO估计中的误差极限（error floor）。同样地，此策略是为单向中继而设计的，并且当应用于双向中继时，性能降低。 

本发明的一个目的在于提供一种解决现有技术中的至少一个问题的用于估计CFO的方法与装置，和/或向公众提供有用的选择。 

发明内容

在本发明的具体表达中，提供一种用于在通信装置处估计载波频率偏移的方法，所述方法包括： 

产生信号区块； 

以多个不同旋转角度旋转所述区块以形成对应的第一前序信号集合； 

将所述第一前序信号集合作为时域信号发射至中继； 

接收来自所述中继的经重传的时域信号，所述经重传的时域信号为所述第一前序信号集合与来自另一通信装置的第二前序信号集合的组合；以及 

基于所述接收到的经重传的时域信号来估计所述信道频率偏移。 

所述方法可以进一步包括：将优化调制应用至所述第一前序信号集合以形成所述时域信号。优选地，所述信号区块的各个信号对应于用于发射所述第一前序信号集合的多个次载波中的各相应的次载波。 

有利地，所述方法可以进一步包括： 

排列多个组合，每个组合将所述旋转信号区块的布置与多个群集相关联； 

用所述多个次载波中的各相应次载波来调制所述多个组合中的每个组合；以及 

从所述经调制的多个组合中选择出具有最佳组合的被选信号，所述最佳组合使所述对应信号的峰值平均功率比最小化；其中所述被选信号为所述时域信号。 

优选地，所述方法可以进一步包括：确定由所述多个次载波所使用的多个调制符号以形成所述第一前序信号集合中的每一个。所述方法可以进一步包括：通过应用所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度，来移位各个所述信号的频率。可选地，在所述通信装置处旋转所述产生的区块的步骤可以包括比例缩放所述信号中的每个信号的振幅。 

在变型例中，所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度可以由所述多个次载波的数目以及所述时域信号的预定长度获得。可选地，所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度可以由先前信号区块的角度获得。 

有利地，所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度可以使用所述载波频率偏移估计的克拉美-罗界来确定。可选地，所述克拉美-罗界可以为近似值。优选地，所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度可具有介于0与π之间并且包括0及π的值。 

在第二变型例中，所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度可以根据其他通信装置的数目来获得。 

可选地，所产生的区块可以为IEEE 802.11前序信号。优选地，所述第一前序信号集合中的一个前序信号可以由旋转先前旋转信号区块获得。可选地，所述时域信号可以使用正交频分复用来发射。 

优选地，所述时域信号为非周期性的。优选地，所述经重传的时域信号可包括由所述中继从另一装置重传的训练信号。优选地，所述载波频率偏移介于所述时域信号与所述接收到的经重传的时域信号之间。 

有利地，估计所述载波频率偏移的步骤可以包括：对所述接收到的经重传的时域信号进行线性滤波。在又一变型例中，估计所述载波频率偏移的步骤可以进一步包括：在所述线性滤波信号上执行相关。 

在本发明的第二具体表达中，提供一种用于在第一通信装置处估计载波频率偏移的中继方法，所述方法包括： 

在中继处，接收从所述第一通信装置发射的第一时域信号，以及从第二通信装置发射的第二时域信号； 

其中所述第一时域信号包括第一前序信号集合，通过以对应的多个不同的第一旋转角度旋转第一产生的信号区块来形成所述第一前序信号集合；并且 

其中所述第二时域信号包括第二前序信号集合，通过以对应的多个不同的第二旋转角度旋转第二产生信号区块来形成所述第二前序信号集合；以及 

从所述中继将经重传的时域信号重传至所述第一通信装置，以允许所述第一通信装置基于所述经重传的时域信号来估计所述载波频率偏移，所述经重传的时域信号为所述第一前序信号集合与所述第二前序信号集合的组合。 

在本发明的第三具体表达中，提供一种用于估计通信系统中的载波频率偏移的方法，所述通信系统包括：第一通信装置、第二通信装置以及中继，所述方法包括： 

在所述第一通信装置处，以多个不同的第一旋转角度旋转第一产生的信号区块，以形成相应第一前序信号集合； 

在所述第二通信装置处，以多个不同的第二旋转角度旋转第二产生的信号区块，以形成相应第二前序信号集合； 

从所述第一通信装置和所述第二通信装置中的每个通信装置将所述各相应的第一前序信号集合和第二前序信号集合作为时域信号发射至所述中继； 

在所述第一通信装置处，接收来自所述中继的经重传的时域信号，所述经重传的信号为所述第一前序信号集合与所述第二前序信号集合的组合；以及 

基于所述接收到的经重传的时域信号来估计所述信道频率偏移。 

在第三具体表达中，有利地，所述多个不同的第一旋转角度的起始角度与所述多个不同的第二旋转角度的起始角度可以相差π。优选地，所述多个不同的第一旋转角度的所述起始角度为0。 

本发明还涉及一种用于执行上文所论述的任何方法或者在优选实施例中所阐述的那些方法的设备或者通信装置。具体而言，在本发明的第四具体表达中，提供一种通信装置，包括： 

处理器，其被配置以产生信号区块并且以多个不同的旋转角度旋转所述区块，以形成对应的第一前序信号集合；以及 

发射机，其被配置以将所述第一前序信号集合作为时域信号发射至中继； 

接收机，其被配置以接收来自所述中继的经重传的时域信号，所述经重传的时域信号为所述第一前序信号集合与来自另一通信装置的第二前序信号集合的组合；并且 

其中所述处理器进一步被配置以基于所述接收到的经重传的时域信号来估计所述信道频率偏移。 

在本发明的第五具体表达中，提供一种用于通信装置的集成电路，包括： 

处理单元，其被配置以产生信号区块并且以多个不同旋转角度旋转所述区块，以形成对应的第一前序信号集合； 

接口，其被配置以将所述第一前序信号集合作为时域信号发射至中继，并且进一步被配置以接收来自所述中继的经重传的时域信号，所述经重传的时域信号为所述第一前序信号集合与来自另一通信装置的第二前序信号集合的组合；并且 

其中所述处理单元进一步被配置以基于所述接收到的经重传的时域信号来估计所述信道频率偏移。 

能够从所描述的实施例理解到的是，所述方法与装置可以： 

-产生并且发射具有低峰值平均功率比（PAPR）的前序信号； 

-降低估计CFO的复杂度； 

-当估计CFO时，不同频率估计技术的使用具有稳健性； 

-产生精确的CFO估计； 

-具有接近最佳的CFO估计性能； 

-使用滤波器去除已知频率分量，这使CFO估计性能接近克拉美-罗界； 

-在不经受性能损失或者估计精度损失的情况下，使用具有低复杂度的估计器电路； 

-对中继站数目或者各站中的天线数目无任何限制； 

-将廉价的无失真电路用于CFO估计；并且 

-具有带有足以进行PAPR优化的自由度的前序信号结构。 

附图说明

现将参照附图仅以举例的方式来阐述本发明的优选实施例，附图中： 

图1为根据优选实施例的具有两个源节点以及中继节点的通信系统的示意图； 

图2为图1的源节点的发射部分的示意图； 

图3为图1的源节点的接收部分的示意图； 

图4为从图2的发射部分产生并且发射出的经旋转的前序信号的两个集合的示意图； 

图5为估计图1的通信系统中的CFO的方法的流程图； 

图6为在图2的发射部分处产生并且发射前序信号的方法的流程图； 

图7为随着CFO改变，不同数目的CFO估计区块的最小CFO估计误差值的曲线图； 

图8为图5的前序信号中的一个前序信号的时域波形的曲线图； 

图9为图5的前序信号中的一个前序信号的频域波形的曲线图； 

图10为随着SNR改变并且在应用方案1的信道条件的情况下，图5的CFO估计中的均方误差（MSE）的曲线图； 

图11为随着SNR改变并且在应用方案2的信道条件的情况下，图5的CFO估计中的MSE的曲线图；以及 

图12为随着SNR改变并且在应用方案3的信道条件的情况下，图5的CFO估计中的MSE的曲线图。 

具体实施方式

在本说明书中可能使用以下符号。大写粗体字母和小写字母分别表示矩阵和向量。除非另有说明，矩阵和向量中的所有索引均从零开始。符号 

表示回旋。 表示具有零均值并且具有协方差矩阵 

的多元高斯分布。 

系统模型 

图1示出根据优选实施例的通信系统100。通信系统100包括中继节点110和两个源节点，即源1 120和源2 122。中继节点110和源节点各自均能够进行双向中继通信。换言之，源1 120能够向中继节点110发射信号并且从中继节点110接收信号。类似地，源2 122也能够向中继节点110发射信号并且自中继节点110接收信号。 

变量S_A表示节点A，而h_AB表示自节点A至节点B的信道。r_A表示在节点A处接收到的信号。A和B可以取值0、1和2，A和B取值0、1和2分别表示节点与中继110、源1 120以及源2 122相关联。中继节点110和源节点S₁与S₂使用表示为f₀、f₁和f₂的载波频率来发射。源节点S₁和S₂可以使其载波频率f₁和f₂与中继节点110的载波频率，即f₀对准。f₀用作通用频率并且可以使用测距技术来实现源节点S₁和S₂处的的频率对准。 

在能够进行双向中继通信的系统中，可以在两个时槽上为S₁和S₂执行测距。在第一时槽（即，时间1）中，对于第n个离散时间取样，S₁和S₂经由信道h_10,n和h_20,n同时将其分别表示为x_1，n和x_2,n的数据包发射至中继节点110。当在中继节点110处接收到所发射的数据包x_1，n和x_2,n时，数据包重叠以形成接收到的信号r_0，n。在第二时槽（即，时间2）中，中继节点110对之前在时间1期间接收到的信号r_0,n进行比例缩放。随后，中继节点110将该经比例缩放的信号重传回两个源S₁和S₂。经重传的信号经由两个独立返回信道h_01，n和h_02,n而传输，以分别返回到S₁和S₂处。在S₁和S₂处，经重传的信号分别被接收为r_1,n和r_2，n。中继节点110可以被称为“响应机”，因为其通过将信号重传回源来“响应”自源接收到的信号。 

信道h_10，n和h_01，n可以不同，同样地，h_20,n和h_02，n也可以不同。所有信道可以使所发射的信号与加性高斯白噪声（AWGN）一起经受频率选择性衰落。当 执行测距时，在中继节点110处可以存在相对于频率f₀的小残余频率差f₁-f₀和f₂-f₀。 

对于第n个离散时间取样而言，在时间2中S₁接收到的离散信号可以以数学方式表示为： 

$r_{1,n}=\mathrm{\α}{r}_{11,n}+\mathrm{\α}{e}^{j2\mathrm{\π}(f_2-f_1)n}{r}_{21,n}+u_{1,n}---\left(1\right)$

其中 

$r_{11,n}\≡h_{11,n}\⊗x_{1,n},$

$r_{21,n}\≡h_{21,n}\⊗x_{2,n}.$

r_11，n表示源自S₁的重传回S₁的分量信号，其包括源自S₁的数据包x_1，n。r_21,n表示源自S₂的分量信号，其包括经由中继向前发射至S₁的数据包x_2，n。应注意的是，也能够为S₂在时间2中接收到的中继信号r_2,n写出类似于方程式1的表达式。 

r_1,n表示对于第n个离散时间取样而言在S₁处接收到的信号。在r_1,n中三个分量混合到一起。第一分量αr_11,n表示源自S₁的自中继节点110重传回S₁的信号分量。该第一分量包括在时间1中由S₁发射至中继节点110的消息x_1，n，并且该第一分量可以被视为经由包括自S₁至中继节点110并且自中继节点110回到S₁的信道的复合信道h_11，n而传输。α表示缩放比例因子，并且应注意的是，第一分量不具有载波频率偏移（CFO）。 

第二分量 

表示源自S₂的现经由中继节点110发射至S₁的信号分量。该第二分量包括在时间1中S₂已发送至中继节点110的消息x_2,n，并且该第二分量可以被视为经由包括自S₂至中继节点110并且自中继节点110至S₁的信道的复合信道h_21，n而传输。可以看出，第二分量经历缩放比例因子α，并且显著地经受载波频率偏移f₂-f₁。此CFO的量与在不存在中继节点110并且从S₂至S₁进行直接传输情况下的CFO的量相同。 

第三分量u_1，n表示有色高斯噪声，第三分量u_1，n的相关性为非时变的。 

源节点S₁和S₂

现参照图2，图2图示出图1的源节点S₁和S₂的发射部分200。发射部分200包括：处理器220，其被配置为从起始前序信号230产生包括前序信号 430、440的时域信号；以及天线210，其被配置为将前序信号430、440发射至中继节点110。可以在处理器220中产生前序信号430、440并且可以使用下文将描述的方法510来发射前序信号430、440。 

起始前序信号230为预定的，并且其可以被储存在发射部分200内的存储器中且随后被提供至处理器220。可选地，也可以使用算法在处理器220内产生起始前序信号230。起始前序信号230也可以取IEEE 802.11a/g/n标准中所定义的前序信号的值而预定。与物理层相关的IEEE 802.11a/g/n规范的内容均以引用的方式并入本文，即分别为：IEEE Std 802.11a-1999,Part11:Wireless LAN Medium Access Control(MAC）and Physical Layer(PHY）Specifications-High-speed Physical Layer in the 5GHz Band,IEEE,1999，IEEEStd 802.11g-2003,Part 11:Wireless LAN Medium Access Control(MAC）and Physical Layer(PHY）Specifications-Amendment 4:Further Higher Data Rate Extension in the 2.4GHz Band,IEEE,2003以及IEEE Std 802.11n-2009,Part 11:Wireless LAN Medium Access Control(MAC）and Physical Layer(PHY）Specifications Amendment 5:Enhancements for Higher Throughput。 

图3示出了图1的源节点S₁和S₂的接收部分300。接收部分300包括：天线310，其被配置为接收来自中继节点110的信号 

以及处理器320，其被配置为根据接收到的信号 

来估计载波频率偏移φ。在源节点S₁处φ=f₂-f₁，而在源节点S₂处φ=f₁-f₂。处理器320进一步包括逐块线性滤波器330和频率估计器340。逐块线性滤波器330从接收到的信号 

中去除已知的频率分量。在步骤560中更详细地描述此滤波器330。因此，保留包括载波频率偏移φ的信号分量，并且可以使用频率估计器340来估计该载波频率偏移φ。频率估计器340可以采取基本相关器电路的形式。 

本领域技术人员应理解的是，尽管在此说明书中使用两个单独的天线210、310来描述源节点S₁和S₂的发射部分200和接收部分300，但是可以在源节点S₁和S₂中使用既能够发射又能够接收的单个天线来实施天线210、310。类似地，尽管描述了两个处理器220、320，但是应理解的是，可以使用单个处理器来产生经旋转的前序信号430、440以及估计载波频率偏移φ。 

使用前序信号的CFO估计的概述 

现参照图4和图5，可以使用前序信号来估计存在于方程式1的第二分量中的CFO f₂-f₁。图4示出在时域中，在时间1期间，分别从源节点S₁和S₂的发射部分产生并且发射的经旋转的前序信号430和440的两个集合410和420。图5示出估计图1的通信系统100中的CFO的方法500。 

集合410和420各自包括N_BLK个前序信号，其分别为430和440。将各个前序信号430、440均旋转一角度。各个前序信号430、440均具有长度为L的取样，其中T_S为取样间隔。逐个循序地发射各个集合410、420的前序信号430、440。应注意的是，各个连续的前序信号旋转的角度随时间而改变，并且对于S₁和S₂而言，各个连续的前序信号旋转的角度与紧接其先前的前序信号分别相差角度θ₁和θ₂。 

估计CFO的方法500可以分为两个部分。第一部分发生于时间1，并且涉及在源节点S₁和S₂中的每个源节点处产生将发射至中继节点110的经旋转的前序信号430和440。随后，第二部分发生于时间2中，并且涉及在S₁和S₂处接收回包含经旋转的前序信号430和440的信号，随后在接收到的信号上执行CFO估计。 

在步骤510中，在时间1期间，分别从源节点S₁和S₂产生并且发射经旋转的前序信号430和440。步骤510可以进一步包括下文将结合图6更详细描述的步骤520至步骤540。应注意的是，可选地，在执行方法500之前可以离线执行步骤520至步骤536。在源节点S₁和S₂处自起始前序信号230产生分别表示为x_1，n和x_2，n的前序信号430、440。x_1，n和x_2，n各自包含具有L个取样的N_BLK个区块并且在时域中。将区块旋转角度kθ₁和kθ₂分别应用至x_1，n和x_2，n中的每一个，使得， 

$x_{1,n+\mathrm{kL}}=e^{\mathrm{jk}{\mathrm{\θ}}_1}{x}_{1,n},k=\mathrm{0,1,2},...,N_{\mathrm{BLK}}-1,---\left(2\right)$

$x_{2,n+\mathrm{kL}}=e^{\mathrm{jk}{\mathrm{\θ}}_2}{x}_{2,n},k=\mathrm{0,1,2},...,N_{\mathrm{BLK}}-1,$

k为区块索引，而θ₁和θ₂分别为在S₁和S₂中使用的区块旋转角度。 

如在图4中所示，经旋转的前序信号430、440的各个集合410、420分别包括N_BLK个前序信号区块，其中各个前序信号430、440均为L个取样长。两个源的第一前序信号区块分别标示为 和 

在时间1中，分别从源节点S₁和S₂发射前序信号430、440的两个集合410、420。 

在步骤550中，在时间2中，在源节点S₁和S₂处估计CFO。中继节点110将从源节点S₁和S₂发射的前序信号430、440重传回源节点S₁和S₂。将重传执行为来自中继节点110的广播，并且以与在时间1中当从S₁和S₂产生并且发射信号时相同的区块旋转格式在S₁和S₂处接收该重传。 

应注意的是，如在方程式1中所示，在S₁和S₂中所接收回的信号为从源节点S₁和S₂发射的信号的组合。在源节点S₁与S₂处接收到的信号 

可以表示为： 

其中 

${\mathrm{\ρ}}_1=e^{j{\mathrm{\φ}}_1},$ ${\mathrm{\ρ}}_2=e^{j{\mathrm{\φ}}_2},$

N_CFO≤N_max， 

和 

分别表示从源节点S₁和S₂发射的包括前序信号430和440的集合410和420的信号。 

和 分别表示应用于 和 

的旋转。 

表示存在于 

中的高斯噪声，并且其具有均值零和方差 

N_max为可用于CFO估计的区块的最大数目，该最大数目视实际实施例而预定并且比前序信号区块总数目N_BLK小。N_BLK为循环前缀去除和两个源节点S₁和S₂之间的时序未对准的结果。N_CFO为用于CFO估计的实际区块数目，其可以不超过N_max。另外，应注意的是，ρ₂和ρ₂表示在时间2中在相应的源S₁和S₂处感知到的信号 

和 

的相应CFO。 

中的CFO在S₁处已知，同样地， 

中的CFO在S₂处已知。 

因此，在源节点S₁处， 

φ₁=θ₁， 

φ₂=2π(f₂-f₁)L+θ₂， 

和φ₂未知，而φ₁和 

已知。N_CFO已知。应注意的是，尽管消息x_1，n已知，但是因为信道h_11，n对于S₁未知，所以 

未知。 

在源节点S₂处， 

φ₁=θ₂， 

φ₂=2π(f₁-f₂)L+θ₁. 

和φ₁未知，而φ₂和 

已知。N_CFO已知。类似地，因为信道h_12，n未知，所以 

未知。在两个源节点S₁和S₂处，φ₁和φ₂表示所感知的区块旋转角度，而θ₁和θ₂分别为源节点S₁和S₂的实体区块旋转角度。实体区块旋转角度θ₁和θ₂表示发射所经历的实体CFO。随着前序信号410和420人工地将旋转θ₁和θ₂引入前序信号区块430和440，所感知的区块旋转φ₁和φ₂反映区块旋转θ₁和θ₂的组合效应和实体CFO。φ₂为包括CFO的变量。 

随后，可以在接收到的信号 

上执行线性滤波560，其后是由经线性滤波的信号进行CFO的频率估计570。在本说明书中，下文将更详细地描述这些步骤。 

前序信号产生和发射（步骤520至步骤540） 

随后，通过使用图6来描述前序信号430、440的产生。图6示出在图1的源节点S₁和S₂的发射部分200处产生和发射前序信号430、440的方法510。 

在520中，在S₁和S₂中提供起始前序信号230，并且确定区块旋转角度θ₁和θ₂以在S₁和S₂进行相应使用。在S₁和S₂中提供的起始前序信号230可以相同，或者它们可以不同。克拉美-罗界（CRB）可以用作确定θ₁和θ₂的最佳值的准则。可以使用CRB显示θ₁=0和θ₂=π的值为最佳值。因此，可以在两个源处将旋转角度θ₁和θ₂设定为相距π弧度。 

CFO的CRB反映所估计的CFO中的估计误差的最小统计可达值。在基于方程式3和方程式4估计CFO中的CRB可以通过以下方程式给出： 

其中 

并且 

其中★为克洛涅克积算子。 

对于给定 

而言，可以通过将方程式5代入方程式7来获得CFO估计f₂-f₁的CRB。举例而言，从S₁的角度看，CFO估计的CRB将为： 

其中 

根据方程式5，φ₂=2π(f₂-f₁)L+θ₂。由于θ₂为确定的并且事先已知，因此CFO f₂-f₁可以根据f₂-f₁=(mod(φ₂-θ₂,2π)-π)/(2πL)从φ₂的估计获得，其中mod(A,2π)为A在2π上的模运算。注意，CFO必须落入|f₁-f₂|≤0.5/L，以无任何相位模糊性地估计该CFO。如在方程式7中所给出的CRB为变量 

φ₁和φ₂的联合函数。因此，找出CRB的最小值作为φ₁和φ₂的孤立函数可能涉及非常复杂的解法。 

通过使用CRB近似值可以使该解法易于处理。在该近似值中，将变量φ₁和φ₂与所有其他变量解耦。此近似值利用以下知识： 

方程式3中的噪声协方差 

为带式矩阵。可以使分块对角近似值为： 

如果信道h₀₁平坦衰落，则方程式11将提供精确等值。 

因此，方程式7的CRB可以简化为以下方程式的近似CRB： 

λ(φ₂-φ₁)为CFO估计误差的均方误差（MSE），并且为由以下方程式所给出的非负函数： 

其中， $g_1={[1,{\mathrm{\ρ}}_1{,\mathrm{\ρ}}_1^2,\·\·\·,{\mathrm{\ρ}}_1^{N_{\mathrm{CFO}}-1}]}^T,$ $g_2={[1,{\mathrm{\ρ}}_2{,\mathrm{\ρ}}_2^2,\·\·\·,{\mathrm{\ρ}}_2^{N_{\mathrm{CFO}}-1}]}^T,$ ${\mathrm{\ρ}}_1=e^{j{\mathrm{\φ}}_1}$ 并且  ${\mathrm{\ρ}}_2=e^{{\mathrm{j\φ}}_2}$

现参照图7，图7示出当CFOφ₂-φ₁改变时，不同数目N_CFO个CFO估计区块的最小CFO估计误差，即λ(φ₂-φ₁)的值的图表。对于任何N_CFO，当差值为-π或π时，函数λ(φ₂-φ₁)偏小。这可以表明，稳健选择是设计前序信号以使得此差值接近-π或π。 

在方程式12中可以看出，通过将方程式11应用于方程式7，现将区块旋转角度φ₁和φ₂与 

和 

分离。这允许独立于 和 而最小化近似CRB，并且可以获得使非负函数λ(φ₂-φ₁)最小化的特定值φ₂-φ₁。 

如图7中所示，对于任何N_CFO，当φ₂-φ₁=0时，λ(φ₂-φ₁)在其最大值处，并且方程式12中的有效CRB成为： 

$=\∞$

因为在时间1中分别从两个源S₁和S₂传达的前序信号430和440在时间2中返回该源时不能被区分开，所以λ(φ₂-φ₁)在其最大值处。 

根据方程式5和方程式6，S₁和S₂的所感知的旋转角度之间的差异，即φ₂-φ₁，由以下方程式组组成： 

由于实体CFO，即±(f₁-f₂)可以由于测距而减小，所以θ₁-θ₂的小值产生φ₁-φ₂的小值。因此，为了避免获得φ₂-φ₁=0，区块旋转角度θ₁和θ₂不应为θ₂=θ₁。换言之，S₁和S₂不应均发送周期性前序信号。在源节点S₁和S₂处发送周期性前序信号为最差状况回落条件。当不涉及近似值时，方程式15将适用于方程式7。这是因为当φ₂-φ₁=0时，矩阵 

成为奇异的并且方程式7的CRB(φ₂)成为无限的。 

还可以看出，方程式13中所给出的下界对应于当在时间1中S₁不发送信号时的情况。这表明还原至单向中继的情况，其中两个源S₁和S₂轮流发射消息，各个轮回持续2个时槽，即在时间1和时间2中。在单向中继的情况中，中继节点110在时间2中中继其在时间1中接收的消息。 

另外，如果信道为平坦衰落，则下界将为点对点传输中有效CFOφ₂的CRB。这意味着，S₁和S₂可以能够执行无干扰通信。由于 

因此，当φ₂-φ₁=π并且N_CFO为奇数时，可以获得下界。 

使用方程式16，当θ₂-θ₁=π时，确定φ₂-φ₁=π。作为测距的结果，可以忽略实际CFO f₂-f₁。因此，为了使常规前序信号的修改最小化，S₁和S₂的实体区块旋转角度可以为： 

θ₁=0且θ₂=π（18） 

在这种情况下，分配θ₁和θ₂，使得θ₁和θ₂在介于0与π之间的范围上均等地间隔，即θ₁和θ₂间隔开π弧度，并且可以达到CRB下界的估计性能。应注意的是，对于中继节点的数目和各个中继节点中的天线的数目不强加限制。 

应注意的是，尽管上文使用S₁作为示例来描述CFO的CRB和近似CRB，但是应理解的是，对于S₂，可以类似地获得CFO的CRB和近似CRB。 

现返回图6，在步骤530中，在时域中，源节点S₁和S₂的起始前序信号230分别旋转了区块旋转角度θ₁和θ₂，并且受制于频谱规则以形成经旋转的前序信号430和440。所应用的频谱规则包括将频域信号的次载波的功率限定在频谱屏蔽以下。应注意的是，当将频率移位应用至相应的频域信号时，可以了解时域信号区块的旋转。 

使用一具体示例，在两个源节点S₁与S₂处，所提供的起始前序信号230具有IEEE 802.11a/g/n设计。将称为短前序信号的用于CFO估计的周期性训练序列用作起始前序信号230，并且每个该周期性训练序列均被构建为10个16取样的区块。换言之，N_BLK=10并且L=16。通信系统100使用正交频分复用（OFDM），其中各个符号包括64个取样。 

如方程式18中取区块旋转角度θ₁和θ₂。在这种情况下，可以说，由单位振幅因子来比例缩放起始前序信号230，并且区块旋转后的前序信号430类似于起始前序信号230。在源节点S₂处，使用区块旋转角度θ₂=π并且将起始前序信号230旋转θ₂=π。 

作为一示例，随后使PAPR最小化，使得前序信号满足IEEE802.11a/g频谱屏蔽。应注意的是，可以存在大量可以满足频谱屏蔽的备选信号，并且 具有最低PAPR的信号如方程式19和方程式20中所给出的。通过以下方程式组分别给出在S₁和S₂处的优化的前序信号： 

及 

其中， 是确保 

与 

均消耗相同的平均功率的正规化因子。 

具体而言，在本示例中，可以如以下所述来优化前序信号。IEEE802.11a/g频谱屏蔽阻挡对应于64离散傅立叶变换（DFT）的总数为64的频率频段外的频率频段{0,27,28,29，...,35,36,37}。应注意的是，用于IEEE 802.11a/g的频谱屏蔽比用于IEEE 802.11n的频谱屏蔽更严格。 

对于S₂而言，如下文将在方程式26中所示，在使用离散傅立叶变换（DFT）将 

转换为时域之后，作为选择区块旋转的结果，仅占用16个频率位置{2,6,10,14,18,22,26,30,34,38,42,46,50,54,58,62}。在位置{30,34}处存在与频谱屏蔽的重叠并且消除这些重叠位置。因此，能够保留在{2,6,10,14,18,22,26,38,42,46,50,54,58,62}处覆盖16个频率频段中的14个的子集。 

在步骤532中，在源节点S₁和S₂中的每个处，确定每个次载波的调制集。这涉及确定可以用于调制的群集。在本示例中，与在IEEE 802.11a/g/n中由短训练序列所使用的调制集相同，两个群集以 

的形式可用。因此，调制集的大小为N_mod=2。 

在步骤534中，在源节点S₁和S₂中的每个处，由频域中的N_mod个可能群集中的每一个群集来调制N_sub个次载波中的每个次载波。S₁中的负载频域信号反映于方程式19中，并且当负载12个次载波时，N_sub=12。因此，在S₁中将存在 

个可能群集。 

在S₂中，所负载的频域信号反映于方程式20中，并且当负载14个次载波时，N_sub=14。因此，可以用于排列的自由度导致总数为2^14-1个的可能群集（而非2¹⁴个，因为如果在每一取样中可以通过正负号转换来由一个取样设计产生另一个取样设计，则64取样设计的两个集合实质上相等）。 

当在S₁和S₂中调制N_sub个次载波中的每个次载波时，将尚未消除的负载频域信号（即 

或者 

其中k=0,1,2,...,63）转换为时域。这可以通过在 

或者 上执行64点DFT来完成。在将频域信号转换为时域时还使用上取样和内插法，以便俘获发生在取样之间的时域信号值。对于每一个完成的调制，计算峰值平均功率比（PAPR）。 

在步骤536中，在各个源节点S₁和S₂处，将 

个组合中具有最低PAPR的一个组合选择为最佳调制。通过这样做，使传输的PAPR最小化，因此所选择的组合产生优化调制。在源节点S₁处，获得的具有优化调制的时域信号为 

形成各个L取样区块。在本示例中，时域信号具有L=16取样的周期，并且可以使用以下分配对 

分组以形成L=16取样区块： 

${\tilde{x}}_{1,n}={\left(e^{\mathrm{j\π}}\right)}^{\frac{n-m}{16}}{\tilde{x}}_{1,m},n=\mathrm{0,1,2},...,63,m=\mathrm{mod}(n,16)---\left(21\right)$

这导致 

$\mathrm{DFT}\left(\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_{\mathrm{1,0}}\\ {\tilde{x}}_{\mathrm{1,1}}\\ {\tilde{x}}_{\mathrm{1,2}}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\tilde{x}}_{\mathrm{1,63}-1}\end{array}\right]\right)=\mathrm{DFT}\left(\left[\begin{array}{c}{(-1)}^0{\tilde{x}}_1^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ {(-1)}^1{\tilde{x}}_1^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ {(-1)}^2{\tilde{x}}_1^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ {(-1)}^3{\tilde{x}}_1^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\end{array}\right]\right),---\left(22\right)$

其中 

${\tilde{x}}_1^{\left[\mathrm{BLK}\right]}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_{\mathrm{1,0}}\\ {\tilde{x}}_{\mathrm{1,1}}\\ {\tilde{x}}_{\mathrm{1,2}}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\tilde{x}}_{1,L-1}\end{array}\right],L=16,---\left(23\right)$

则在S₁处的前序信号430的集合410可以表达为： 

此处，N_BLK为4并且P₁为表示功率的变量，在S₁处将以该功率来发射前序信号430。接着，对于 

其中N为DFT大小并且L为各区块的长度，通过以角度θ_k=π/2^k旋转紧接先前的区块来产生第一前序信号区块之后的N_BLK个前序信号430区块中的每一个。这等同于将各个紧接先前的区块乘以 

因此，以方程式24为例，由于N=64,L=16，则 

类似地，在源节点S₂处，在调制之后，从 

的64点DFT获得优化时域信号 

再一次，用于将取样分组为大小L=16的区块的分配为： 

${\tilde{x}}_{2,n}={\left(e^{\mathrm{j\π}}\right)}^{\frac{n-m}{16}}{\tilde{x}}_{2,m},n=\mathrm{0,1,2},...,63,m=\mathrm{mod}(n,16)---\left(25\right)$

这导致 

$\mathrm{DFT}\left(\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_{2,0}\\ {\tilde{x}}_{2,1}\\ {\tilde{x}}_{\mathrm{2,2}}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\tilde{x}}_{2,63-1}\end{array}\right]\right)=\mathrm{DFT}\left(\left[\begin{array}{c}{(-1)}^0{\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ {(-1)}^1{\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ {(-1)}^2{\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ {(-1)}^3{\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\end{array}\right]\right),---\left(26\right)$

其中 

${\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_{2,0}\\ {\tilde{x}}_{2,1}\\ {\tilde{x}}_{2,2}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\tilde{x}}_{2,L-1}\end{array}\right],L=16,---\left(27\right)$

则在S₂处的前序信号440的集合420可以表达为： 

${\tilde{x}}_2=\sqrt{\frac{64}{52}{P}_2}\left[\begin{array}{c}{(-1)}^0{\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ {(-1)}^1{\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ {(-1)}^2{\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {(-1)}^{N_{\mathrm{BLK}}-1}{\tilde{x}}_2^{\left[\mathrm{BLK}\right]}\end{array}\right],---\left(28\right)$

P₂为表示功率的变量，在S₂处将以该功率来发射前序信号430。接着，对于 

其中N为DFT大小并且L为各区块的长度，通过以角度θ_k=π/2^k旋转紧接先前的区块来产生第一前序信号区块之后的N_BLK个前序信号440区块中的每一个。这等同于将各紧接先前的区块乘以 

注意，如果来自方程式24的 

的第一区块取为 

则破坏频谱屏蔽。因此，为 

使用不同于 

的个别设计。 

应注意的是，尽管已描述步骤520至步骤536，使得S₁和S₂并行地执行其处理，但是可选地，S₁和S₂可以以非并行的方式执行步骤520至步骤536。另外，S₁和S₂可以逐个操作。 

在本示例中，在S₁中具有根据方程式19的设计的负载频域信号具有2.24dB的PAPR。应注意的是，方程式19的设计类似于IEEE 802.11a/g/n中用于常规前序信号的设计。在S₂中具有方程式20的设计的负载频域信号具有2.20dB的PAPR。因此，方程式20的前序信号设计可以具有较低PAPR的优点。这也可以说明，存在充分自由度来支持PAPR优化。 

另外，尽管已使用最低PAPR作为优化准则来描述步骤534和步骤536，但是设想，可以采用利用可用自由度的一些其他优化准则，例如，时域信号的自相关和/或交叉相关的最小化。 

参照图8和图9，图8图示 

的时域波形，而图9图示 

的频域波形。两个波形均为在区块旋转角度为θ₂=π的情况下的源节点S₂的波形。在图8 中， 

的时域波形与在类似条件下但是在区块旋转内产生的对应时域波形形成对照。在图9中，可以看出，由于 

的波形落入频谱屏蔽内，所以 

的波形与频谱屏蔽要求达到完全一致。 

返回图6，在步骤540中，在S₁处的前序信号430的集合410由S₁发射。同样地，在S₂处的前序信号440的集合420由S₂发射。同时执行来自S₁和S₂的发射。 

线性滤波（步骤560） 

来自S₁和S₂的分别包括前序信号430的集合410和前序信号的440集合420的时域信号的发射发生在时间1中。在时间2中，在S₁与S₂处均自中继节点110接收信号 

在步骤560中，在接收到的信号 上执行线性滤波。双向中继通信系统与点对点传输系统之间的差异在于：与后者系统中的一个频率音调不同，在前者系统中处理两个频率音调。如从方程式3可以看出，接收到的信号 

包括两个分别以 

和 

表示的频率音调。 

在各个源节点S₁和S₂处，一个频率为事先已知，并且此已知频率可以使用定制滤波器来去除。因此，在步骤570中执行CFO估计之前，此滤波器可以执行自干扰减轻。以源节点S₁为例，如方程式29中所定义的简单逐块滤波器 

可以用以从由方程式3、方程式4和方程式5所定义的接收到的信号 

中去除已知频率分量φ₁。 

由于 

所以，可以将滤波器输出给出为 

应注意的是，滤波可以具有再成形并且进一步着色被感知的噪声频谱的潜能。这可以导致CFO估计性能的损失。然而，如下文将示出，通过检查来自滤波信号的包括CFO估计的分量（即，包括φ₂的分量）的克拉美-罗界（CRB）是否大于来自滤波前的信号的分量的CRB，估计CFO的方法500可以不经受估计性能的损失。使用方程式7可以将φ₂的CRB计算为： 

其中 

使用方程式8和方程式30可以证明 

因此，使用方程式7，可以证明 由于φ₂的CRB，即 

不大于来自滤波前信号的CRB，即CRB(φ₂)，所以可以说，逐块线性滤波器 

去除已知频率，即φ₁而不包括CRB并且因此在CFO估计中不产生损失。 

估计CFO频率（步骤570） 

在步骤570中，根据线性滤波的信号来估计CFO的频率。在将滤波应用于接收到的信号后，在经滤波的信号中可以仅留下一个频率音调，并且因此可以使用本领域技术人员所已知的用于点对点传输中的CFO估计的任何技术来执行估计CFO，例如，使用基于最大似然（ML）的估计器。 

在存在有色噪声的情况下，现在可以将CFO估计的问题描述为估计单个音调。应注意的是，滤波器 

可以具有无自干扰的优点。因此，可以使用基本相关器。 

φ_2，EST表示CFO估计，并且 

代表方程式31的滤波输出。使用基本相关器的可以具有非常简单的优点。 

模拟结果 

使用由产生和发射前序信号的方法510所获得之前序信号430和440来实施模拟。这些模拟使用线性滤波560以去除已知频率。在模拟中，所有信道分接点经历独立的瑞雷衰落，其中，其量值由指数幂延迟分布 

调整，其中n为分接点索引，并且τ_rms为均方根延迟扩展。在模拟中使用描述延迟的扩展上升度的信道参数的三个集合： 

情况1：L_h=8，其中τ_rms=1； 

情况2：L_h=16，其中τ_rms=5；以及 

情况3：L_h=16，其中τ_rms=∞。 

情况3的信道参数对应于均匀幂延迟分布模型并且作为最差延迟扩展情况以进行比较。 

为简便起见，假设两个源节点S₁和S₂以相等的功率传达，即P=P₁=P₂，并且在所有接收机处的AWGN的方差相等， 

即 

信噪比定义为 

设定在中继处所应用的缩放比例因子α以使在时间2中的中继处的总发射功率P₀保持与在时间1中的总发射功率相等即P₀=P₁+P₂=2P。后者允许与最大发射功率要求相一致，该最大发射功率要求限制对其他共信道用户所产生的干扰。 

图10为图示随着SNR改变，并且在f₁=0.001，f₂=-0.002以及N_CFO=5的情况下，并且在应用情况1的情况下的CFO估计中的MSE的图表。图11为图示随着SNR改变，并且在f₁=0.001，f₂=-0.002以及N_CFO=5的情况下，并且在应用情况2的情况下的CFO估计中的MSE的图表。图12为图示随着SNR改变，并且在f₁=0.001，f₂=-0.002以及N_CFO=5的情况下，并且在应用情况3的情况下的CFO估计中的MSE的图表。在这三个图表中，所使用的估计器为基本相关器（即，诸如方程式34的相关器）或者基于最大似然（ML）的估计器。在所有情况下，使用估计CFO的方法500。还呈现图示自S₁和S₂角度看的克拉美--罗界性能的曲线，正如图示当使用周期性前序信号时的克拉美-罗界性能的曲线。 

如从曲线可以看出的，在所有三个图表中使用周期性前序信号的CRB性能执行得最差，并且通过以前序信号430、440来替换周期性前序信号而使MSE减少了大于28倍。还评估由方程式12所导出的近似CRB，但是该近似CRB未显示在图10、图11和图12中。对于最不分散信道（即，具有情况1的条件的信道）而言，在近似CRB情况下的性能与在用方程式7所计算的精确CRB情况下的性能之间存在小于1%的差异，而对于最分散信道（即，具有情况3的条件的信道）而言，在近似CRB情况下的性能与在用方程式7所计算的精确CRB情况下的性能之间存在稍微大于1%的差异。因此，可以说，在前序信号430、440设计中使用近似CRB是适当的。另外，可以观察到在S₁和S₂处的MSE性能几乎相同。这可能是因为在S₁和S₂处以相等的功率发射，并且还因为所有信道在统计上均相等，这相应地保持了系统对称。 

在所使用的估计器之间进行比较，图10、图11和图12图示出，在高SNR值处基本相关器能够产生约比CRB的MSE高1.25倍的较低的MSE。另外，可以看出，τ_rms值越小，基本相关器的MSE越接近CRB性能的MSE。具体而言，相对于其中τ_rms=∞的图12而言，基本相关器的MSE比CRB性能的MSE高1.25倍。然而，在其中τ_rms=1的图10中，基本相关器的MSE比CRB性能的MSE高1.1倍。值得注意的是，尽管基本相关器结构简单并且其不具有信道信息，但是其仍然可以产生接近CRB性能的性能。 

另外，在图10、图11和图12中，在低SNR水平处，通过在所有三种情况中基本相关器均产生较低的MSE来将基本相关器图示为比基于ML的方案优越。对于图10、图11和图12而言，高SNR水平处的曲线之间的狭窄性能间隙表明，使用方法510所产生并且发射的前序信号对在确定CFO估计中所使用的估计器的选择可以具有稳健性。 

在本说明书中，交替使用术语“前序信号”和“前序信号区块”来代表前序信号430和/或440。交替使用术语“源”和“源节点”来代表通信系统100的源节点120、122。 

尽管上文已参照双向中继情况（其中，仅存在两个源节点）描述了方法500，但是设想，可以将方法500应用于涉及K个（大于一个）源的多向中继情况。在这种情况下，用起始前序信号230的预定集合来配备各个源。分配应用至K个起始前序信号230集合的区块旋转角度θ₁、θ₂、……、θ_K，使得这些区块旋转角度在介于0与π的范围上均等间隔。 

尽管已详细描述本发明的示例性实施例，但是本领域技术人员读者将清楚，在不脱离本发明的范围的情况下，许多变型是可能的。 

另外，本领域技术人员将理解，可以将源和/或中继节点实现为诸如移动电话的移动装置和/或诸如基地站的固定装置。同样地，设想，可以将源和/或中继节点实现为集成电路或者芯片上系统方案。 

Claims (47)

1.一种用于在通信装置处估计载波频率偏移的方法，所述方法包括：

产生信号区块；

以多个不同旋转角度旋转所述区块以形成对应的第一前序信号集合；

将所述第一前序信号集合作为时域信号发射至中继；

接收来自所述中继的经重传的时域信号，所述经重传的时域信号为所述第一前序信号集合与来自另一通信装置的第二前序信号集合的组合；以及

基于所述接收到的经重传的时域信号来估计所述信道频率偏移。

2.根据权利要求1所述的用于估计载波频率偏移的方法，进一步包括：

将优化调制应用至所述第一前序信号集合以形成所述时域信号。

3.根据权利要求2所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述信号区块的各个信号对应于用于发射所述第一前序信号集合的多个次载波中的各相应的次载波。

4.根据权利要求3所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中应用所述优化调制的步骤包括：

排列多个组合，每个组合将所述旋转信号区块的布置与多个群集相关联；

用所述多个次载波中的各相应次载波来调制所述多个组合中的每个组合；以及

从所述经调制的多个组合中选择出具有最佳组合的被选信号，所述最佳组合使所述对应信号的峰值平均功率比最小化；其中所述被选信号为所述时域信号。

5.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中旋转所述区块的步骤包括：

确定由所述多个次载波所使用的多个调制符号以形成所述第一前序信号集合中的每一个。

6.根据权利要求4或5所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中在所述通信装置处旋转所产生的信号区块的步骤进一步包括：

通过应用所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度，来移位所述信号中的每个的频率。

7.根据权利要求6所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中在所述通信装置处旋转所产生的信号区块的步骤包括：比例缩放所述信号中的每个的振幅。

8.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度由所述多个次载波的数目以及所述时域信号的预定长度获得。

9.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度由先前信号区块的角度获得。

10.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度是使用所述载波频率偏移估计的克拉美-罗界而确定的。

11.根据权利要求10所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述克拉美-罗界为近似值。

12.根据权利要求10或11所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度具有介于0与π之间并且包括0及π的值。

13.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度是根据其他通信装置的数目而获得的。

14.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所产生的区块为IEEE 802.11前序信号。

15.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述第一前序信号集合中的一个前序信号是由旋转先前旋转信号区块而获得。

16.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述时域信号使用正交频分复用来发射。

17.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述时域信号为非周期性的。

18.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述经重传的时域信号包括由所述中继从另一装置重传的训练信号。

19.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述载波频率偏移介于所述时域信号与所述接收到的经重传的时域信号之间。

20.根据前述任一项权利要求所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中估计所述载波频率偏移的步骤包括：对所述接收到的经重传的时域信号进行线性滤波。

21.根据权利要求20所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中估计所述载波频率偏移的步骤进一步包括：在所述线性滤波信号上执行相关。

22.一种用于在第一通信装置处估计载波频率偏移的中继方法，所述方法包括：

在中继处，接收从所述第一通信装置发射的第一时域信号，以及从第二通信装置发射的第二时域信号；

其中所述第一时域信号包括第一前序信号集合，通过以对应的多个不同的第一旋转角度旋转第一产生的信号区块来形成所述第一前序信号集合；并且

其中所述第二时域信号包括第二前序信号集合，通过以对应的多个不同的第二旋转角度旋转第二产生的信号区块来形成所述第二前序信号集合；以及

从所述中继将经重传的时域信号重传至所述第一通信装置，以允许所述第一通信装置基于所述经重传的时域信号来估计所述载波频率偏移，所述经重传的时域信号为所述第一前序信号集合与所述第二前序信号集合的组合。

23.一种用于估计通信系统中的载波频率偏移的方法，所述通信系统包括：第一通信装置、第二通信装置以及中继，所述方法包括：

在所述第一通信装置处，以多个不同的第一旋转角度旋转第一产生的信号区块，以形成对应的第一前序信号集合；

在所述第二通信装置处，以多个不同的第二旋转角度旋转第二产生的信号区块，以形成对应的第二前序信号集合；

从所述第一通信装置和所述第二通信装置中的每个通信装置将所述各相应的第一前序信号集合和第二前序信号集合作为时域信号发射至所述中继；

在所述第一通信装置处，接收来自所述中继的经重传的时域信号，所述经重传的信号为所述第一前序信号集合与所述第二前序信号集合的组合；以及

基于所述接收到的经重传的时域信号来估计所述信道频率偏移。

24.根据权利要求23所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述多个不同的第一旋转角度的起始角度与所述多个不同的第二旋转角度的起始角度相差π。

25.根据权利要求24所述的用于估计载波频率偏移的方法，其中所述多个不同的第一旋转角度的所述起始角度为0。

26.一种通信装置，包括：

处理器，其被配置以产生信号区块并且以多个不同的旋转角度旋转所述区块，以形成对应的第一前序信号集合；以及

发射机，其被配置以将所述第一前序信号集合作为时域信号发射至中继；

接收机，其被配置以接收来自所述中继的经重传的时域信号，所述经重传的时域信号为所述第一前序信号集合与来自另一通信装置的第二前序信号集合的组合；并且

其中所述处理器进一步被配置以基于所述接收到的经重传的时域信号来估计所述信道频率偏移。

27.根据权利要求26所述的通信装置，其中所述发射机进一步被配置以：

将优化调制应用至所述第一前序信号集合以形成所述时域信号。

28.根据权利要求27所述的通信装置，其中所述信号区块的各信号对应于用于发射所述第一前序信号集合的多个次载波中的各相应的次载波。

29.根据权利要求28所述的通信装置，其中所述发射机进一步被配置以：

排列多个组合，每个组合将所述旋转信号区块的布置与多个群集相关联；

用所述多个次载波中的各相应次载波来调制所述多个组合中的每个组合；以及

从经调制的多个组合中选择出具有最佳组合的被选信号，所述最佳组合使所述对应信号的所述峰值平均功率比最小化；其中所述被选信号为所述时域信号。

30.根据权利要求26至权利要求29中任一项所述的通信装置，其中所述处理器进一步被配置以：

确定由所述多个次载波所使用的多个调制符号以形成各个所述第一前序信号集合。

31.根据权利要求29或30所述的通信装置，其中所述处理器进一步被配置以：

通过应用所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度，来移位所述信号中的每个信号的频率。

32.根据权利要求31所述的通信装置，其中所述处理器进一步被配置以：

比例缩放所述信号中的每个信号的振幅。

33.根据权利要求26至权利要求32中任一项所述的通信装置，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度由所述多个次载波的数目以及所述时域信号的预定长度获得。

34.根据权利要求26至权利要求33中任一项所述的通信装置，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度由先前信号区块的角度获得。

35.根据权利要求26至权利要求34中任一项所述的通信装置，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度使用所述载波频率偏移估计的克拉美-罗界来确定。

36.根据权利要求35所述的通信装置，其中所述克拉美-罗界为近似值。

37.根据权利要求36或36所述的通信装置，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度具有：介于0与π之间并且包括0及π的值。

38.根据权利要求26至权利要求37中任一项所述的通信装置，其中所述多个不同旋转角度中的一个旋转角度是根据其他通信装置的数目而获得的。

39.根据权利要求26至权利要求38中任一项所述的通信装置，其中所产生的区块为IEEE 802.11前序信号。

40.根据权利要求26至权利要求39中任一项所述的通信装置，其中所述第一前序信号集合中的前序信号是由旋转先前旋转信号区块而获得的。

41.根据权利要求26至权利要求40中任一项所述的通信装置，其中所述时域信号使用正交频分复用来发射。

42.根据权利要求26至权利要求41中任一项所述的通信装置，其中所述时域信号为非周期性的。

43.根据权利要求26至权利要求42中任一项所述的通信装置，其中所述经重传的时域信号包括由所述中继从另一装置重传的训练信号。

44.根据权利要求26至权利要求43中任一项所述的通信装置，其中所述载波频率偏移介于所述时域信号与所述接收到的经重传的时域信号之间。

45.根据权利要求26至权利要求44中任一项所述的通信装置，其中所述处理器进一步被配置以对所述接收到的经重传的时域信号进行线性滤波。

46.根据权利要求45所述的通信装置，其中所述处理器进一步被配置以在所述线性滤波信号上执行相关。

47.一种用于通信装置的集成电路，包括：

处理单元，其被配置以产生信号区块并且以多个不同旋转角度旋转所述区块，以形成对应的第一前序信号集合；

接口，其被配置以将所述第一前序信号集合作为时域信号发射至中继，并且进一步被配置以接收来自所述中继的经重传的时域信号，所述经重传的时域信号为所述第一前序信号集合与来自另一通信装置的第二前序信号集合的组合；并且

其中所述处理单元进一步被配置以基于所述接收到的经重传的时域信号来估计所述信道频率偏移。

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