CN102938655A - 一种互相关干扰减轻方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种互相关干扰减轻方法，包括：以N个信号节点其中一个节点的中心频率f₀为基准，其余N-1个信号节点的中心频率为N个信号节点分别以中心频率发送信号；接收端接收到信号后，根据节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对信号节点h的发送信号进行积分解调；积分解调的积分时长T=mT_E=m/(f_R(k)-f_R(h))。本发明对不同定位信号节点的CDMA定位信号进行微小的频移，通过设计使频率间隔、伪码周期及积分时长满足一定的相互关系，实现互相关干扰减轻。

Description

一种互相关干扰减轻方法及系统

技术领域

本发明涉及通信与位置服务技术领域，特别涉及一种互相关干扰减轻方法及系统。

背景技术

位置服务作为战略型新兴产业已广泛进入人们生活，随着位置服务的蓬勃发展与大型建筑的日益增多，人们对室内位置服务的需求不断增加。医院、展厅、写字楼、仓库、地下停车场、矿井等都需要使用准确的室内定位信息。

在导航卫星信号难以覆盖的室内环境，可利用地面定位系统实现高精度定位。较卫星定位系统而言，地面增强定位系统中接收端到不同定位节点的信号强度差距更大。目前定位系统多采用CDMA信号体制，在接收端靠近某一定位节点时，该节点信号强度可高于其它弱信号节点35dB以上，此时，强信号节点将对弱信号产生极强的互相关干扰。以Gold码为例，不同码长时的伪码互相关特性如表1所示。

表1

码长	自相关峰值	互相关峰值	互相关性
				31	31	9	-10.74dB
63	63	17	-11.38dB
				127	127	17	-17.47dB
255	255	33	-17.76dB
				511	511	33	-23.80dB
1023	1023	65	-23.94dB
				2047	2047	65	-29.97dB
4095	4095	129	-30.04dB
				8191	8191	129	-36.05dB
16383	16383	257	-36.09dB

32767

32767

257

-42.11dB

以GPS为例，其采用的C/A码码长1023，互相关峰能量低于自相关峰能量23.94dB，为保证弱信号峰值的可靠检测，还需留出约4dB的余量，即弱信号不宜低于强信号20dB以上，才可以正确的解码出需要的信号。

目前抑制互相关干扰的方法主要分为三类。

第一类令定位节点轮流停发定位信号，接收端在强信号停发的时间段里完成对其余定位节点的时延测量。该方式主要缺点在于各个定位信号只能在间隔的时间短内被检测，难以稳定跟踪，因此无法利用码环的微细调整实现精密测距，且弱信号的导航电文无法获取，必须通过其它方式得到。目前，对定位精度要求不高的WCDMA通信系统中的下行空闲周期（IPDL，Idle PeriodDownlink）定位法使用了该种方式。

第二类从码的特性入手，如表一可知，对于Gold码而言，码长越长，互相关干扰抑制特性越好，如GPS中采用P码则互相关干扰抑制能力可远高于CA码，但码长的增加将直接增加接收端的基带资源消耗及信号捕获时间，尤其对于基于FPGA的接收端产品而言，FPGA资源消耗随码长呈线性增长关系，成本亦会大幅增加。

第三类则通过基带算法处理进行互相关干扰抑制，典型的有串行干扰抵消法、并行干扰抵消法、子空间投影法等。串行干扰抵消法精确复现强信号的码相位、载波频率、载波相位、信号幅度等特征，从接收信号中依次减去复现的强信号，再对弱信号进行相关捕获。并行干扰抵消则同时减轻多个强信号的干扰，有现有技术进一步提出基于频差因子的并行互相关干扰减轻法。串/并行干扰抵消方法应用于地面定位系统中时，由于地面系统多径复杂，强信号多径对弱信号的影响难以完全消除，通常可提升互相关干扰抑制能力10-13dB。子空间投影法从接收信号中提取并减去在强信号分量上的投影，以减轻强信号对弱信号的捕获干扰，典型的有伪卫星正交投影法，在捕获概率为90%的条件下，能将抗互相关干扰能力提高约9dB。另有替换码法也属于子空间投影法的一种，通过部分改变本地码，提升其与强信号的扩频码正交的同时与弱信号保持良好的相关性，降低互相关影响。子空间投影法无需对强信号进行精确的参数估计，但需进行大量矩阵与向量计算，实现复杂度极大，目前应用并不广泛。此外，还有学者针对弱信号检测门限进行研究，可提升强弱干扰下的捕获概率，降低虚警率，但其本身并不减轻互相关部分的能量，抗互相关干扰能力改善有限。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术至少存在以下问题：

现有技术中的互相关干扰抑制或减轻的方法，都没有能够信号体制的角度探讨，在不增加基带处理复杂度的情况下，无法有效的实现互相关干扰的消除或者抑制。现有技术中尚没有一种基于微频分的互相关干扰减轻方法。

发明内容

为了解决现有技术的问题，本发明实施例提供了一种互相关干扰减轻方法及系统。所述技术方案如下：

一种互相关干扰减轻方法，所述方法包括：

以N个信号节点其中一个节点的中心频率f₀为基准，其余N-1个信号节点的中心频率为

所述N个信号节点分别以所述中心频率发送信号；其中，所述k=1,2,…,N-1，P为常数，

T_R为扩频码的码周期；

接收端接收到所述信号后，根据预先知道的节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对所述信号节点h的发送信号进行积分解调；所述积分解调的积分时长T=mT_E=m/(f_R(k)-f_R(h))；其中，m为预设常数；f_R(h)为接收端产生本地载波中心频率；T_E为信号节点h发送信号的中心频率与其它第k个信号节点发送信号的中心频率的差值得到的残余频率周期。

所述常数P根据如下方法计算：

任意两个不同信号节点发送信号的中心频率间隔

根据 $\mathrm{\Δ}{f}_{R(k,h)}=f_{R\left(k\right)}-f_{R\left(h\right)}=\frac{a}{n_{k,h}}$ 得到 $\frac{a}{n_{k,h}}=\frac{(k-h)a}{P\·(N-1)};$

其中，对于任意k和h均需满足n_k,h为整数，P·(N-1)的取值为序列[1,2,…,N-1]的公倍数。

所述N的较佳取值为7；所述常数P的较佳取值为10。

所述接收端接收到所述信号后，根据预先知道的节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对信号节点h进行积分解调，包括：

接收端对N个信号节点发送的所述信号进行搜索，对最强的信号进行跟踪，得到最强信号的频率f′_k；

计算接收端本地晶振导致的频率误差系数

接收端产生频率f′_h=a·f_R(h)，对中心频率为f_R(h)的第h个信号节点进行积分解调。

所述方法还包括：

T_E=2nT_R；对于任意所述信号k，所述n为任意整数。

一种互相关干扰减轻系统，所述系统包括信号节点与接收端，其中，

所述信号节点，用于以N个信号节点其中一个节点的中心频率f₀为基准，其余N-1个信号节点的中心频率为

所述N个信号节点分别以所述中心频率发送信号；其中，所述k=1,2,…,N-1，P为常数，T_R为扩频码的码周期；

所述接收端，用于在接收到所述信号后，根据预先知道的节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对所述信号节点h的发送信号进行积分解调；所述积分时长T=mT_E=m/(f_R(k)-f_R(h))；其中，m为预设常数；f_R(h)为接收端产生本地载波中心频率；T_E为信号节点h发送信号的中心频率与其它第k个信号节点发送信号的中心频率的差值得到的残余频率的周期。

所述信号节点进一步包括常数P设置单元和微频分单元，其中，

所述常数P设置单元，用于计算和设置常数P；

所述微频分单元，用于确定所述信号节点发送信号的中心频率。

所述接收端进一步包括积分时长获取单元和积分单元，其中，

所述积分时长获取单元，用于计算得到积分时长T；

所述积分单元，用于根据积分时长T对接收到的所述信号进行积分解调。

所述系统包括N个信号节点，所述N个信号节点分别以微频分后的中心频率发送信号，所述N的较佳取值为7。

本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：

通过从信号体制的角度探讨新的互相关干扰减轻方法，在不增加基带处理复杂度的情况下，对不同定位信号节点的CDMA定位信号进行微小的频移，通过设计使频率间隔、伪码周期及积分时长满足一定的相互关系，实现互相关干扰消除。应用于类似伪卫星等地面CDMA定位系统中，是终端在靠近强信号节点时，仍能有效检测其它弱信号，实现定位。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例一提供的互相关干扰减轻方法流程图；

图2是本发明实施例一提供的互相关峰示意图；

图3是本发明实施例一提供的互相关峰与自相关峰比较示意图；

图4是本发明实施例二提供的互相关干扰消除系统结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例一

如图1所示，为本实施例提供的互相关干扰减轻方法，具体如下：

步骤10，以N个信号节点其中一个节点的中心频率f₀为基准，其余N-1个节点的中心频率为N个信号节点分别以相应的中心频率发送信号。

其中，k=1,2,…,N-1，P为常数，

T_R为信号周期。

具体来说，本步骤是信号节点频率规划的步骤，系统中的N个信号节点需要根据微频分的规则，以其中一个信号节点的中心频率为基准，分别进行频率规划的。

为了实现互相关干扰消除，需对信号节点发射的信号微频分间隔、码周期进行设计。

任意两个伪码信号（信号节点发射的信号）的频率间隔应为

$\mathrm{\Δ}{f}_{R(k,h)}=f_{R\left(k\right)}-f_{R\left(h\right)}=\frac{a}{n_{k,h}}$ 公式（1）

其中

n_k,h为任意整数。

设定有N个需要进行互相关消除的信号节点，以其中一个信号节点的中心频率f₀为基准，其余N-1个节点的中心频率为

$f_{R\left(k\right)}=\frac{\mathrm{ka}}{(N-1)\·P}+f_0,$ k=1,2,…,N-1

        公式（2）

其中P为常数。在信号节点信号设计中，需求出常数P，使任意伪码信号间的中心频率均能满足公式（1）的要求。由公式（2）可知，任意两个不同信号节点发送信号的中心频率间隔可能为

$\mathrm{\Δ}{f}_{R(k,h)}=\frac{(k-h)a}{(N-1)\·P},$ k-h=1,2,…,N-1

        公式（3）

由公式（2）和公式（3）可得

$\frac{a}{n_{k,h}}=\frac{(k-h)a}{P\·(N-1)},$ k-h=1,2,…,N-1

        公式（4）

为了保证对于任意的k和h均满足n_k,h为整数的条件，P·(N-1)的取值应为序列[1,2,…,N-1]的公倍数，需要进行互相关消除的信号节点数量N越大，则P越大，Δf_(R)k,h越小。由于Δf_(R)k,h越小，系统对多普勒效应等因素引起的频率偏差越敏感，且满足条件2所需的最短积分时长T＝T_E＝1/Δf_k,h越大，故N不宜过大。信号节点可布设类似蜂窝结构，同一蜂窝内的7个节点通过中心频率的调制抑制相互间的互相关干扰，不同蜂窝的基站则可在中心频率上进行复用，通过扩频码进行区分。则N＝7，选取P·(N-1)为序列[1,2,…,6]的最小公倍数，可得P=10。

步骤20，接收端接收到信号后，根据预先知道的节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对待解调的信号节点h的发送信号进行积分解调；积分时长T=mT_E=m/(f_R(k)-f_R(h))。

其中，m为预设常数。通常来说，m取值为任意整数。当然，这里m的取值并不限定为整数，整数取值只是理想状态下互相关干扰消除达到较好效果的需要，实际上，由于系统误差等各方面的原因，m的取值可以为趋近于整数的小数。m的取值越趋近于整数，互相关干扰消除或者减轻的效果越好。f_R(h)、f_R(k)分别表示待解调的信号节点h及其它第k个信号节点发送信号中心频率；T_E为待解调的信号节点h发射的信号频率与其它第k个信号节点频率的差值得到的残余频率的周期。

本步骤中，需要设定积分时长来确保可以消除互相关干扰。具体来说，伪码周期T_R越大，则满足互相关干扰消除条件的Δf_R(k，h)越小，最小积分要求时间（积分时长）T越长，故设计中需考虑频率资源、应用场景等因素，选择码率与码长。例如：可以选择扩频码码长31，码率7.75MHz，则T_R=4μs，

Hz，由公式（2）可知，7个信号节点的中心频率分别为f_R(k)＝2083.3k+f₀,k=0,1,…,6。系统的主瓣能量所处频带为(f₀-7.75)MHz至(f₀+7.7625)MHz。

具体来说，接收端对N个信号节点进行搜索，对最强信号进行跟踪，得到最强信号的频率f′_k；计算接收端本地晶振导致的频率误差系数

接收端产生频率f′_h=a·f_R(h)，对中心频率为f_R(h)的第h个信号节点进行积分解调。

至此，满足条件的信号节点微频分信号设计完毕，不同信号间的最小频率间隔2083.3Hz，较传统频分复用方式大幅降低。在解调信号时，如积分时间满足相应条件则可完全消除互相关干扰。由于条件中的Δf_R(k，h)的可能取值为Δf_R(k，h)＝2083.3Δ_k，h，Δ_k，h＝k-h∈{Δ_k，h|1≤Δ_k，h≤6,Δ_k，h∈Z}，为使积分时间T对于任意T_E=1/Δf_R(k，h)均满足条件，则T为序列{1/2083.3,1/(2×2083.3),…,1/(6×2083.3)}的公倍数，即积分时间T为0.48ms的整数倍。

同理，还可设计其它符合微频分互相关消除条件的方案，如：信号节点频率分为7组，频率间隔520.825Hz，扩频码为码长127的gold码，码速率7.9375MHz，积分时间1.92ms。

也就是说，在本地载波ω_l＝ω_h（也就是接收端本地生成的用以解码的信号波长与欲解码的信号波长相同，这是一般根据自相关性解码CDMA信号的常规方法），节点信号的中心频率与积分时间分别满足条件1和条件2时，信号的互相关干扰可以消除。

条件1：对任意信号k，

n可为任意整数。

条件2：T=mT_E=m/(f_R(k)-f_R(h))，m可为任意整数。

则信号互相关干扰得以消除，即：

一般来说，现有CDMA系统中，不同信号节点各自发送信号，接收时，将接收到的信号进行载波剥离，再与本地码进行相关。通常，用于基带处理的信号由I、Q支路组成，由公式（5）表示：

$S_I\left(t\right)+j{S}_Q\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{q_k}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{k,p}{m}_k(t-{\mathrm{\τ}}_{k,p})P_k(t-{\mathrm{\τ}}_{k,p})\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{k}t+{\mathrm{\θ}}_{k,p})\right]$ 公式（5）

其中，N为接收信号的个数，q_k为来自第k个信号节点的信号多径数量，A_k，p为来自第k个信号节点的第p径信号幅值，p＝1时表示该节点发送信号的首径，m_k(t)为第k个信号节点发送的导航电文数据，P_k(t)与τ_k，p分别为信号节点k使用的伪随机码及其第p条径传播时延，ω_k、θ_k，p分别为经射频降频处理后，来自第k个信号节点的信号中频载波频率及其第p条径对应的初始相位。

接收端每路通道分别对信号进行中频载波剥离及解扩，假定在积分时间内，导航电文数据不发生变化，只随机性的影响积分结果的正负特性，由于积分结果的正负特性同时受载波相位的随机性影响，故在互相关干扰分析中对不必再考虑m_k的影响。对信号节点h发送的信号进行检测，结果如公式（6）所示：S=I+jQ=V+H

$V=V_I+j{V}_Q={\∫}_0^T\underset{p=1}{\overset{q_j}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{h,p}{R}_{h,h}^{\′}(t-{\mathrm{\τ}}_{h,p}+{\mathrm{\τ}}_l)\exp \left[j(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_{h,l}t+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{h,p,l})\right]\mathrm{dt}$

$H=H_I+j{H}_Q={\∫}_0^T\underset{k=1,k\≠h}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{q_k}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{k,p}{R}_{k,l}^{\′}(t-{\mathrm{\τ}}_{k,p}+{\mathrm{\τ}}_l)\exp \left[j(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_{k,l}t+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{k,p,l})\right]\mathrm{dt}$ 公式(6)

其中，V_I、V_Q分别为所求信号节点h的I、Q支路信号自相关部分，A_h,p信号节点h的第p径信号幅值，R′_h,h(t-τ_h,p+τ_l)=P_h(t-τ_h,p)P_h(t-τ_l)，P_h(t)与τ_h,p分别为信号节点h使用的伪随机码及其第p条径传播时延，τ_l为本地复现的伪随机码时延，Δω_h,l＝ω_h-ω_l，Δθ_h，p，l＝θ_h,p-θ_l，ω_h、θ_h,p分别为经射频降频处理后，信号节点h的信号中频频率及其第p条径对应的初始相位，ω_l、θ_l分别为本地复现的载波频率及初始相位，T为积分时间。H_I、H_Q分别为其它信号节点在I、Q支路产生的互相关干扰分量，R′_k,h(t-τ_k,p+τ_l)=P_k(t-τ_k,p)·P_h(t-τ_l)，Δω_k,l＝ω_k-ω_l，Δθ_k，p，l＝θ_k,p-θ_l。最终积分结果为

其中R′_h，h(t-τ_h,p+τ_l)是码的互相关分量，周期为T_R，exp[j(Δω_h，lt+Δθ_h，p，l)]是信号残余的载波频率分量，周期为T_E=2π/(ω_k-ω_l)。

互相关干扰是由于

不为零导致。A_k,p与A_h,p大小相差不大，且τ_l≈τ_h，p，ω_l≈ω_h时，

则

信号节点h的信号自相关峰可明显捕获。在地面系统中，用户靠近CDMA信号发射节点时，强信号能量可高出弱信号35dB以上，A_k,p□A_h,p，可能导致信号相关峰难以检测。

由公式（6）可知，信号积分结果中的互相关干扰分量大小受信号幅值A_k，p、积分时间T、伪码乘积R′_k,j(t-τ_k,p+τ_l)与载波的影响。

根据伪随机码的周期特性，R′_k,j(t-τ_k,p+τ_l)为周期函数，其周期为T_R=L·f_s，其中L为码长，f_s为码速率。

本地载波频率与所需解调的信号节点h的中频载波频率对齐时，载波部分exp[j(Δω_k,lt+Δθ_k，p，l)]的周期为T_E=2π/(ω_k-ω_l)=2π/(ω_k-ω_h)。

微频分互相关干扰消除理想条件，可以根据如下过程获知：

令T_E＝2nT_R，n为任意整数，则有

$T_R=\frac{T_E}{2n}=\frac{\mathrm{\π}}{n({\mathrm{\ω}}_k-{\mathrm{\ω}}_l)}=\frac{1}{2n(f_k-f_l)}=\frac{1}{2n(f_{R\left(k\right)}-f_{R\left(h\right)})}$ 公式(7)

其中f_R(h)、f_R(k)分别表示待解调的信号节点h及其它第k个信号节点发送的射频信号中心频率，f_R(k)-f_R(h)＝f_k-f_l。此时，H_I、H_Q的周期T_H=T_E=2nT_R，令积分时间为T=mT_E,m为任意整数（理想状态下，以任意整数取值为例），则第k路信号产生的互相关结果如下公式（8）所示：

$H\left(k\right)=H_I\left(k\right)+j{H}_Q\left(k\right)$

$=A_k{\∫}_0^{m{T}_E}\underset{p=1}{\overset{q_k}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{k,h}^{\′}(t-{\mathrm{\τ}}_{k,p}+{\mathrm{\τ}}_l)\·\exp \left[j(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_{k,l}t+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{k,p,l})\right]\mathrm{dt}$ 公式(8)

由公式（7）及三角函数的周期性可知

exp[j(Δω_k,lt+Δθ_k,l)]＝-exp{j[Δω_k,l(t-T_E/2)+Δθ_k,l]}公式(9)

由R′_k,j(t-τ_k+τ_l)的周期性可知

R′_k,h(t-T_E/2-τ_k,p+τ_l)＝R′_k,h(t-N·T_R-τ_k,p+τ_l)＝R′_k,h(t-τ_k,p+τ_l)公式(10)

将公式（9）、公式（10）代入公式（8），令f_k,p(t)＝R′_k,h(t-τ_k,p+τ_l)·exp[j(Δω_k,lt+Δθ_k，p，l)]可得

$H\left(k\right)=A_{k}m\underset{p=1}{\overset{q_k}{\mathrm{\Σ}}}[{\∫}_0^{T_E/2}{f}_{k,p}\left(t\right)\mathrm{dt}+{\∫}_{T_E/2}^{T_E}{f}_{k,p}\left(t\right)\mathrm{dt}]$

$=A_{k}m\underset{p=1}{\overset{q_k}{\mathrm{\Σ}}}[{\∫}_0^{T_E/2}{f}_{k,p}\left(t\right)\mathrm{dt}-{\∫}_0^{T_E/2}{f}_{k,p}\left(t\right)\mathrm{dt}]=0$ 公式(11)

据此，可以得到如上所述的理论层面上消除互相关干扰的两个条件。

本实施例所述的方法，在理想条件下，可完全消除互相关干扰，当实际应用中Δf_k，l偏离设计的理想值时，互相关干扰将难以完全抑制。

Δf_k，l的误差由信号节点发送频率偏差、接收端晶振误差与多普勒频移引起。其中，信号节点采用高精度频率源，误差低于0.1Hz，该误差可忽略不计。实际信号解调中，接收端晶振不准导致的本地频率误差可通过对强信号的频率稳定跟踪进行修正从而降低至2Hz以内。对于多普勒频移，假定信号节点工作于L频段，系统应用环境多普勒误差小于65Hz(对应约13m/s的速度)。

设计信号节点共7个，频率间隔2083.3Hz，扩频码为码长31的gold码，码速率7.75MHz，积分时间0.48ms。令最强信号存在两径，首径能量高于最弱信号35dB，高于次径6dB，高于热噪声20dB，其余各信号节点信号能量低于本地最强信号能量值在10至33dB之间按均匀分布随机产生（地面无线系统中，当接收端靠近强信号节点时，次强信号能量应低于强信号首径10dB以上）。

在频率误差方面，首先假定强信号发射的中心频率为f₀+2083.3kHz，弱信号发射的中心发送频率f₀+2083.3hHz，系统多普勒误差为f_D，接收端自身误差2Hz。仿真中令f_D最大为65Hz，则f′的取值范围为0-67Hz。系统中，k-h的取值范围为1至6，k-h越小，则相同频率误差下的频率误差系数ω′/Δω_k,l越大，假设k-h=4。

在f′为0-67Hz的情况下对最弱的一路信号进行相位搜索，一组典型结果如图2所示，随着频率误差增大，互相关峰逐渐上升，但仍能得到明显的自相关峰。f′分别取12Hz、37Hz、67Hz时，各进行200次仿真，对三种情况分别求互相关峰与自相关峰之比，统计累计分布函数（CDF，cumulative distributionfunction），结果分别如图3所示，在f′为67Hz时有4.5%的概率互相关峰大于自相关峰，其余情况下最大峰值均出现在正确的相位点上，互相关干扰得以有效抑制。

本实施例提供的互相关干扰减轻方法中，CDMA信号微频分互相关干扰减轻方法对不同CDMA信号进行微频分间隔、码率、码长及积分时间设计，可有效降低CDMA信号的互相关干扰，具有以下特点：

对信号源进行设计降低互相关干扰，无需在基带进行复杂的算法处理即可对不同信号节点信号（包括多径信号）所产生的互相关干扰进行抑制，如果应用场景需要，亦可与基带互相关干扰抑制算法结合以进一步提升互相关干扰抑制能力，两者并不冲突。

信号频率间隔小，如之前所述的两组设计方案中，信号频率间隔为2083.3Hz，较传统频分复用信号的频率间隔（如GLONASS的L1邻频间隔0.5625MHz，L2邻间隔0.4375MHz）大幅降低，在降低互相关干扰的同时，由微频分所扩展的系统带宽极小，不会对日益紧张的频率资源带来额外的压力。

在正常应用环境下利用短gold码进行互相关干扰抑制，如：码率7.75MHz，多普勒误差65Hz条件下，可利用31位的短gold码进行0.48ms积分实现高达35-44dB强弱信号差下的弱信号可靠检测，较传统31位gold码的互相关干扰抑制性能提升31dB以上。如通过传统的增加码长度以实现强弱差35dB以上的弱信号可靠检测则需码长32767位，码率7.75MHz时码周期4.228ms，较本方法大幅增加基带资源消耗及捕获速度。

综上，CDMA信号微频分互相关干扰减轻方法与其它互相关干扰减轻的方法相比优点如表2所示,可面向低动态场景，应用于地面CDMA系统，通过对信号的巧妙设计，有效降低系统的互相关干扰。

表2

实施例二

参见图4，本发明实施例提供了一种互相关干扰减轻系统，该系统包括信号节点与接收端，具体如下：

信号节点用于以N个信号节点其中一个节点的中心频率f₀为基准，其余N-1个信号节点的中心频率为

N个信号节点分别以相应的中心频率发送信号；其中，k=1,2,…,N-1，P为常数，

T_R为扩频码的码周期。

接收端用于在接收到信号后，根据预先知道的节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对待解调的信号节点h的发送信号进行积分解调；积分时长T=mT_E=m/(f_R(k)-f_R(h))；其中，m为预设常数；f_R(h)、f_R(k)分别表示待解调的信号节点h及其它第k个信号节点发送信号中心频率；T_E为待解调的信号节点h发射的信号频率与其它第k个信号节点频率的差值得到的残余频率的周期。

特别的，信号节点进一步包括常数P设置单元和微频分单元，具体如下：

常数P设置单元，用于计算和设置常数P；

微频分单元，用于确定信号节点发送信号的中心频率。

进一步的，接收端进一步积分时长获取单元和积分单元，具体如下：

积分时长获取单元，用于计算得到积分时长T；

积分单元，用于根据积分时长T对接收到的信号进行积分解调。

进一步的，该系统包括N个信号节点，N个信号节点分别以微频分后的中心频率发送信号，N的较佳取值为7。

需要说明的是：上述实施例提供的互相关干扰消除装置在触发互相关干扰消除时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将系统和设备的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的触发互相关干扰消除的系统与触发互相关干扰消除的方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

综上所述，本本发明实施例通过从信号体制的角度探讨新的互相关干扰减轻方法，在不增加基带处理复杂度的情况下，对不同定位信号节点的CDMA定位信号进行微小的频移，通过设计使频率间隔、伪码周期及积分时长满足一定的相互关系，实现互相关干扰消除。应用于类似伪卫星等地面CDMA定位系统中，是终端在靠近强信号节点时，仍能有效检测其它弱信号，实现定位。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种互相关干扰减轻方法，其特征在于，所述方法包括：

以N个信号节点其中一个节点的中心频率f₀为基准，其余N-1个信号节点的中心频率为所述N个信号节点分别以所述中心频率发送信号；其中，所述k=1,2,…,N-1，P为常数，

T_R为扩频码的码周期；

接收端接收到所述信号后，根据预先知道的节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对所述信号节点h的发送信号进行积分解调；所述积分解调的积分时长T=mT_E=m/(f_R(k)-f_R(h))；其中，m为预设常数；f_R(h)为接收端产生本地载波中心频率；T_E为信号节点h发送信号的中心频率与其它第k个信号节点发送信号的中心频率的差值得到的残余频率周期。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述常数P根据如下方法计算：任意两个不同信号节点发送信号的中心频率间隔根据 $\mathrm{\Δ}{f}_{R(k,h)}=f_{R\left(k\right)}-f_{R\left(h\right)}=\frac{a}{n_{k,h}}$ 得到 $\frac{a}{n_{k,h}}=\frac{(k-h)a}{P\·(N-1)};$

其中，对于任意k和h均需满足n_k,h为整数，P·(N-1)的取值为序列[1,2,…,N-1]的公倍数。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述N的较佳取值为7；所述常数P的较佳取值为10。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收端接收到所述信号后，根据预先知道的节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对信号节点h进行积分解调，包括：

接收端对N个信号节点发送的所述信号进行搜索，对最强的信号进行跟踪，得到最强信号的频率f′_k；

计算接收端本地晶振导致的频率误差系数

接收端产生频率f′_h=a·f_R(h)，对中心频率为f_R(h)的第h个信号节点进行积分解调。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：T_E=2nT_R；对于任意所述信号k，

所述n为任意整数。

6.一种互相关干扰减轻系统，其特征在于，所述系统包括信号节点与接收端，其中，

所述信号节点，用于以N个信号节点其中一个节点的中心频率f₀为基准，其余N-1个信号节点的中心频率为

所述N个信号节点分别以所述中心频率发送信号；其中，所述k=1,2,…,N-1，P为常数，

T_R为扩频码的码周期；

所述接收端，用于在接收到所述信号后，根据预先知道的节点h的发送信号的中心频率，产生本地载波中心频率f_R(h)，对所述信号节点h的发送信号进行积分解调；所述积分时长T=mT_E=m/(f_R(k)-f_R(h))；其中，m为预设常数；f_R(h)为接收端产生本地载波中心频率；T_E为信号节点h发送信号的中心频率与其它第k个信号节点发送信号的中心频率的差值得到的残余频率的周期。

7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述信号节点进一步包括常数P设置单元和微频分单元，其中，

所述常数P设置单元，用于计算和设置常数P；

所述微频分单元，用于确定所述信号节点发送信号的中心频率。

8.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述接收端进一步包括积分时长获取单元和积分单元，其中，

所述积分时长获取单元，用于计算得到积分时长T；

所述积分单元，用于根据积分时长T对接收到的所述信号进行积分解调。

9.如权利要求6~8任一所述的系统，其特征在于，所述系统包括N个信号节点，所述N个信号节点分别以微频分后的中心频率发送信号，所述N的较佳取值为7。

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