CN102932110A - 一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法 - Google Patents

Abstract

一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，涉及一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，属无线电领域。它为了解决AMC方法当信道特性发生较大变化时，其性能会显著下降的问题。针对AMC技术在信道特性发生剧烈变化时存在不足，提出一种自适应调制编码和自适应门限调整联合方法。该方法不仅能够根据当前信道状态信息为自适应系统提供最优传输策略以提高频谱效率，而且当信道特性发生剧烈变化时，可通过调整策略切换门限值方式确保此时仍能进行最优传输。该方法能够提供最优的传输策略以提高频谱效率，同时可以合理地调整门限以适应信道的变化，使通信系统更好地适应无线信道复杂的电磁环境。本发明适用于无线电通信技术上领域。

Description

一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法

技术领域

本发明涉及无线电领域，具体涉及一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法。

背景技术

为了克服无线多径信道的时变性和多径的影响，以达到提高系统频谱效率和最大化吞吐量的目的，自适应调制编码（adaptive modulation and coding，AMC）技术被广泛关注。该技术可以根据当前的信道状态信息（channel state information，CSI）自适应地调整传输功率、调制方式和码率等传输参数，以达到最大化平均吞吐量的目的。但采用AMC方法必须要解决如何合理地设置调制编码策略（modulation and coding scheme，MCS）的切换门限值。在多径时变信道下，无线通信系统常用接收机的信噪比（signal to noise ratio，SNR）来表征CSI。因此MCS的选取是根据SNR而定的。但确定MCS的切换门限是一个十分复杂的过程。该过程需要知道每个MCS相对于SNR、信道时变性、系统配置、信道损伤等参数的性能。因此，很难得到策略切换门限的解析解。此外，某些应用场景如山区信道条件下，信道特性可能会发生较大变化，采用AMC技术离线状态下得到的静态策略切换表无法保证此时系统的最优传输。

发明内容

本发明的目的是为了解决AMC方法当信道特性发生较大变化时，其性能会显著下降的问题，即当信道特性发生较大变化时，如何保证通信系统仍能进行最优传输的问题，从而本发明提出一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法。

本发明所述一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法的具体操作步骤为：

步骤一、在SC-FDE自适应基带系统离线状态下，对给定的信道状态进行系统仿真，得到比特误码率与信噪比关系的性能曲线图；根据目标误码率P_e的限制划分信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)，并确定调制编码策略的切换门限γ_i；通过搜索各信噪比衰落区域内所有满足P_e要求的最优调制编码策略以确定最优调制编码策略切换表，SC-FDE自适应基带系统为块传输系统，执行步骤二；

步骤二、判断自适应传输系统中信道分类模块指示当前的三种分量是否同时发生变化，且所述变化均超过设定范围，所述的三种分量分别为：信道冲激函数、多径参数和信噪比；判断为否，执行步骤三；判断为是，执行步骤四；

步骤三、执行自适应调制编码方法，通过信噪比估计模块提供的信噪比估计值，在最优调制编码策略切换表中选取与当前信道状态信息匹配的最优调制编码策略，执行步骤五；

步骤四、执行自适应门限调整方法，对最优调制编码策略切换表及调制编码策略的切换门限进行更新，同时执行自适应调制编码方法通过信噪比估计模块提供的信噪比估计值，在更新后的最优调制编码策略切换表中选取与当前信道状态信息匹配的最优调制编码策略，执行步骤五；

步骤五、通过反馈信道将所选最优传输策略同时传递给接收机和发射机，同时系统通过计时器记录该策略的使用时间Δ_i，所述的发射机和接收机实施所选最优传输策略；

步骤六、计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

得到所述最优传输策略的平均持续时间

步骤七、判断当前最优传输策略的使用时间Δ_i是否小于或等于该策略的平均持续时间

判断为是，执行步骤八，判断为否，执行步骤二；

步骤八、系统不进行新策略的选择及切换，系统以当前最优传输策略进行传输，从此时起，时间经过

后，重复执行步骤七。

本发明提出一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，采用自适应门限调整（adaptive threshold adjustment，ATA）方法对相应的最优门限值做适当的调整。通过自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，一方面可以选择出最优的传输策略以提高频谱效率，另一方面又可通过合理地调整门限对策略切换表进行更新以适应信道的变化，更适用于实际应用场景，同时使采用该方法的自适应通信系统可以更好地适应无线信道复杂的电磁环境。通过将AMC方法和ATA方法联合使用，使其不仅能够在策略切换表中搜索到与当前信道状态匹配的最优传输策略，还能随着信道特性的变化，动态地调整策略切换表，解决了原有AMC方法在信道特性发生较大变化时性能显著下降的问题，有效提高了频谱效率，使系统吞吐量最大化。

附图说明

图1为自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法的流程图；

图2为本发明SC-FDE自适应基带仿真系统的框图；

图3为门限调整流程图；

图4为具体实施方式七所述的瑞利信道下各策略的比特误码率与信噪比关系的性能曲线图（简称BER-SNR），图中：

曲线1表示在使用LDPC12-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线2表示在使用LDPC23-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线3表示在使用LDPC34-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线4表示在使用LDPC56-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线5表示在使用LDPC12-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线6表示在使用LDPC23-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线7表示在使用LDPC34-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线8表示在使用LDPC56-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线；

图5为具体实施方式七所述的瑞利信道下各策略的吞吐量性能曲线图，图中：

曲线1a表示在使用LDPC12-BPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线2a表示在使用LDPC23-BPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线3a表示在使用LDPC34-BPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线4a表示在使用LDPC56-BPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线5a表示在使用LDPC12-QPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线6a表示在使用LDPC23-QPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线7a表示在使用LDPC34-QPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线8a表示在使用LDPC56-QPSK策略时的吞吐量性能曲线；

图6为具体实施方式七所述的所选最优传输策略的BER-SNR性能曲线图，图中：

曲线1b表示在使用MCS1：LDPC12-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线2b表示在使用MCS2：LDPC12-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线3b表示在使用MCS3：LDPC56-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线；

图7为具体实施方式七所述的所选最优传输策略的吞吐量性能曲线图，图中：

曲线1c表示在使用MCS1：LDPC12-BPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线2c表示在使用MCS2：LDPC12-QPSK策略时的吞吐量性能曲线，

曲线3c表示在使用MCS3：LDPC56-QPSK策略时的吞吐量性能曲线；

图8为具体实施方式七所述的两种信道模型下的离线仿真结果及初始门限图，图中：

曲线1d表示在信道模型1下使用MCS1：LDPC12-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线2d表示在信道模型2下使用MCS1：LDPC12-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线3d表示在信道模型1下使用MCS2：LDPC12-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线4d表示在信道模型2下使用MCS2：LDPC12-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线5d表示在信道模型1下使用MCS3：LDPC56-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线6d表示在信道模型2下使用MCS3：LDPC56-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线；

图9为具体实施方式七所述的第55次调整后的门限值图，图中：

曲线1e表示在信道模型1下使用MCS1：LDPC12-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线2e表示在信道模型2下使用MCS1：LDPC12-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线3e表示在信道模型1下使用MCS2：LDPC12-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线4e表示在信道模型2下使用MCS2：LDPC12-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线5e表示在信道模型1下使用MCS3：LDPC56-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线6e表示在信道模型2下使用MCS3：LDPC56-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线；

图10为具体实施方式七所述的第110次调整后的门限值图，图中：

曲线1f表示在信道模型1下使用MCS1：LDPC12-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线2f表示在信道模型2下使用MCS1：LDPC12-BPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线3f表示在信道模型1下使用MCS2：LDPC12-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线4f表示在信道模型2下使用MCS2：LDPC12-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线5f表示在信道模型1下使用MCS3：LDPC56-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线，

曲线6f表示在信道模型2下使用MCS3：LDPC56-QPSK策略时的BER-SNR性能曲线。

具体实施方式：

具体实施方式一、结合图1具体说明本实施方式，本实施方式所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法的具体操作步骤如下：

步骤一、在SC-FDE自适应基带系统离线状态下，对给定的信道状态进行系统仿真，得到比特误码率与信噪比关系的性能曲线图；根据目标误码率P_e的限制划分信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)，并确定调制编码策略的切换门限γ_i；通过搜索各信噪比衰落区域内所有满足P_e要求的最优调制编码策略以确定最优调制编码策略切换表，SC-FDE自适应基带系统为块传输系统，执行步骤二；

步骤二、判断自适应传输系统中信道分类模块指示当前的三种分量是否同时发生变化，且所述变化均超过设定范围，该处的设定范围是根据实际的应用场景而设定的，如可以根据最大多径时延的偏移量、多径分量的分布及幅度变化等信道参数值来设定，所述的三种分量分别为：信道冲激函数、多径参数和信噪比；判断为否，执行步骤三；判断为是，执行步骤四；

步骤三、执行自适应调制编码方法，通过信噪比估计模块提供的信噪比估计值，在最优调制编码策略切换表中选取与当前信道状态信息匹配的最优调制编码策略，执行步骤五；

步骤四、执行自适应门限调整方法，对最优调制编码策略切换表及调制编码策略的切换门限进行更新，同时执行自适应调制编码方法通过信噪比估计模块提供的信噪比估计值，在更新后的最优调制编码策略切换表中选取与当前信道状态信息匹配的最优调制编码策略，执行步骤五；

步骤五、通过反馈信道将所选最优传输策略同时传递给接收机和发射机，同时系统通过计时器记录该策略的使用时间Δ_i，所述的发射机和接收机实施所选最优传输策略；

步骤六、计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

得到所述最优传输策略的平均持续时间

步骤七、判断当前最优传输策略的使用时间Δ_i是否小于或等于该策略的平均持续时间判断为是，执行步骤八，判断为否，执行步骤二；

步骤八、系统不进行新策略的选择及切换，系统以当前最优传输策略进行传输，从此时起，时间经过

后，重复执行步骤七。

具体实施方式二、本实施方式与具体实施方式一所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法的区别在于，步骤一所述的信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)是通过下述方法确定的：以所述目标误码率P_e的值在所述比特误码率与信噪比关系的性能曲线图中做一条平行于横轴的直线，与每种策略的比特误码率与信噪比关系的性能曲线分别得到一个交点，所得到的每个交点对应的横坐标即为传输策略的切换门限γ_i，每两个门限间的信噪比范围为信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)。

具体实施方式三、本实施方式与具体实施方式一或二所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法的区别在于，步骤一所述的通过搜索各信噪比衰落区域内所有满足P_e要求的最优调制编码策略以确定最优调制编码策略切换表的具体过程为：

搜索信噪比衰落区域内所有满足目标误码率P_e要求的对应信噪比衰落区域的最优传输策略，将所述满足目标误码率P_e要求的最优策略组成最优策略集，并依据该最优传输策略集确定最优传输策略切换表。

具体实施方式四、本实施方式与具体实施方式一所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法的区别在于，步骤五所述的最优传输策略为所述SC-FDE自适应基带系统下一传输时间间隔内采用的调制方式和编码方式，所述调制方式和编码方式是根据实际系统的调制解调器和编译码器确定的。

具体实施方式五、本实施方式与具体实施方式一所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法的区别在于，步骤四所述的对最优调制编码策略切换表及调制编码策略的切换门限进行更新的具体过程为：

根据目标误码率P_e采用公式：

P_b=1-(1-P_e)^M                    （13）

获得系统的块误码率P_b，自适应系统为块传输系统，其中，M表示一块数据块中所含的比特数；

在对系统信噪比估计方法进行设计时，给出该方法的估计精度，再根据系统中信噪比估计方法的精度，选取向上步进值Δ_up，即可根据公式：

${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{down}}=\frac{P_b}{1-P_b}{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{up}}---\left(14\right)$

求得向下步进值Δ_down；

当接收端在一个传输时间间隔（Transmission Time Interval，TTI）内收到1个否定应答（Negative-Acknowledgment，NACK）信息，各门限值相应向上调整Δ_up；当在一个传输时间间隔内收到μ个否定应答信息，各门限值相应向上调整μΔ_up；当在一个传输时间间隔收到肯定应答（Acknowledgment，ACK）信息，各门限值相应向下调整Δ_down。

接收机持续进行接收信噪比的测量和估计，同时根据信噪比的变化，发射机仅可在不同的传输块采用不同的MCS，即在一个传输块内采用同一种MCS。一个TTI内传输一块可解码可检错的数据块。接收机接收一块数据块后，对数据进行解码，并判决解码是否成功。如果成功，发给发射机一个ACK信息，反之，发NACK信息。

假设一个TTI的时长为L，且有N个策略{MCS₁,,MCS_i,,MCS_N}，每种策略对应的传输速率按升序排列，分别为{R₁,,R_i,,R_M}。每种策略相应的SNR衰落区域为Λ_i=[γ_i,γ_i+1),i＝1,,N，策略切换门限按升序排列为{γ₁,,γ_N}。假设采用了W_i次策略MCS_i，则平均吞吐量：

${\mathrm{\η}}_i=\frac{R_{i}L{W}_{A_i}}{{\mathrm{LW}}_i}---\left(1\right)$

其中

表示采用策略MCS_i传输W_i次中接收到ACK的次数。

定义事件A_i为采用策略MCS_i传输接收到ACK消息。相应地，定义事件

为采用策略MCS_i传输接收到NACK消息。事件A_i的概率如下式计算：

$P_{A_i}=\underset{N_i\→\∞}{\lim }\left(\frac{W_{A_i}}{W_i}\right)---\left(2\right)$

其中，N_i为在状态i信噪比γ_i下的电平交叉率，

显然，

决定了策略MCS_i的有效性，同时也可被用来作为QoS的指标。对于非重传系统，事件

的概率为：

$P_{{\stackrel{\‾}{A}}_i}=1-P_{A_i}=1-P_i---\left(3\right)$

其中P_i为策略MCS_i的块正确率。对于一个重传系统，

由每次重传时的信噪比、信道变化率及HARQ、调制方式、编码效率和信噪比分布等决定。但不论重传系统还是非重传系统，信噪比

都是确定MCS的主要参数。设在信噪比

下收到NACK的概率为

则：

$P_{{\stackrel{\‾}{A}}_i}=1-P_{A_i}=E\left[p_{{\stackrel{\‾}{A}}_i}\left(\widehat{\mathrm{\γ}}\right)\right|\widehat{\mathrm{\γ}}\∈{\mathrm{\Λ}}_i]=\frac{{\∫}_{\widehat{\mathrm{\γ}}\∈{\mathrm{\Λ}}_i}{p}_{{\stackrel{\‾}{A}}_i}\left(\widehat{\mathrm{\γ}}\right)\mathrm{dF}\left(\widehat{\mathrm{\γ}}\right)}{{\∫}_{\widehat{\mathrm{\γ}}\∈{\mathrm{\Λ}}_i}\mathrm{dF}\left(\widehat{\mathrm{\γ}}\right)}---\left(4\right)$

其中，

表示在信噪比

下收到NACK的概率为

为

的累积分布函数。ATA方法的目标就是在保证一定目标差错率P_bi，使在满足

i＝1,,N的基础上，最大化系统吞吐量。

显然，事件

意味着

高于β_i。因此，相应于MCS_i的衰落区域Λ_i应向较高的信噪比区域扩展和提高退出门限。因此可做以下调整：

${\mathrm{\γ}}_{i-1}\←{\mathrm{\γ}}_{i-1}+{\mathrm{\Δ}}_{{\stackrel{\‾}{A}}_i,i-1}---\left(5\right)$

${\mathrm{\γ}}_i\←{\mathrm{\γ}}_i+{\mathrm{\Δ}}_{{\stackrel{\‾}{A}}_i,i}$

其中

是非负的门限向上步进值。相反地，对于事件A_i的发生可做如下调整：

${\mathrm{\γ}}_{i-1}\←{\mathrm{\γ}}_{i-1}-{\mathrm{\Δ}}_{A_i,i-1}---\left(6\right)$

${\mathrm{\γ}}_i\←{\mathrm{\γ}}_i-{\mathrm{\Δ}}_{A_i,i}$

其中

是非负的门限向下步进值。在一个TTI内，门限γ_i-1向上调整了Δ_u：

${\mathrm{\Δ}}_u=P\left({\mathrm{\Λ}}_i\right)P_{{\stackrel{\‾}{A}}_i}{\mathrm{\Δ}}_{{\stackrel{\‾}{A}}_{i,i-1}}+P\left({\mathrm{\Λ}}_{i-1}\right)P_{{\stackrel{\‾}{A}}_{i-1}}{\mathrm{\Δ}}_{{\stackrel{\‾}{A}}_{i-1,i-1}}---\left(7\right)$

同时门限γ_i-1向下调整了Δ_d：

${\mathrm{\Δ}}_d=P\left({\mathrm{\Λ}}_i\right)P_{A_i}{\mathrm{\Δ}}_{A_{i,i-1}}+P\left({\mathrm{\Λ}}_{i-1}\right)P_{A_{i-1}}{\mathrm{\Δ}}_{A_{i-1,i-1}}---\left(8\right)$

其中P(Λ_i)为采用策略MCS_i的概率：

$P\left({\mathrm{\Λ}}_i\right)={\∫}_{\widehat{\mathrm{\γ}}\∈{\mathrm{\Λ}}_i}\mathrm{dF}\left(\widehat{\mathrm{\γ}}\right)---\left(9\right)$

当误码率要求得到满足、系统处于稳态时，门限向上的调整值应等于向下的调整值，即Δ_u=Δ_d，有：

$P\left({\mathrm{\Λ}}_i\right)P_{{\stackrel{\‾}{A}}_i}{\mathrm{\Δ}}_{{\stackrel{\‾}{A}}_{i,i-1}}+P\left({\mathrm{\Λ}}_{i-1}\right)P_{{\stackrel{\‾}{A}}_{i-1}}{\mathrm{\Δ}}_{{\stackrel{\‾}{A}}_{i-1,i-1}}=P\left({\mathrm{\Λ}}_i\right)P_{A_i}{\mathrm{\Δ}}_{A_{i,i-1}}+P\left({\mathrm{\Λ}}_{i-1}\right)P_{A_{i-1}}{\mathrm{\Δ}}_{A_{i-1,i-1}}---\left(10\right)$

由于系统稳态时的P(Λ_i)不是先验的，所以应使其不在确定门限调整步进值的过程中出现，为此：

${\mathrm{\Δ}}_{A_{i,i-1}}=\frac{P_{\mathrm{bi}}}{1-P_{\mathrm{bi}}}{\mathrm{\Δ}}_{{\stackrel{\‾}{A}}_{i,i-1}}---\left(11\right)$

${\mathrm{\Δ}}_{A_{i-1,i-1}}=\frac{P_{\mathrm{bi}}}{1-P_{\mathrm{bi}}}{\mathrm{\Δ}}_{{\stackrel{\‾}{A}}_{i-1,i-1}}---\left(12\right)$

其中，P_bi表示预先设定的目标差错率，

根据式（11）和式（12）即可确定门限向上调整步进值和向下调整步进值的关系。

本方法中采用的一种无重传集中式ATA方法。无重传指本方法只利用ACK、NACK信息对门限进行调整，错误数据并不再进行重传。集中式是指本方法调整切换门限是统一的，当某一门限γ_i发生变化时，其他所有门限均做相同的改变，即门限{γ₁,,γ_N}会统一左移或右移，门限间间距保持不变。较之于独立式ATA方法，本方法相对简单，更易实现。由于采用集中式方法，所以此时

（i＝1,2…N）均分别相等，可简写为Δ_up。同理，

（i＝1,2…N）也分别相等，简写为Δ_down。一般地，系统的块差错率是固定的，即不同的MCS的P_bi相同，故可简写为P_b。经上述修改后，式（11）和式（12）可改写为：

P_b=1-(1-P_e)^M                （13）

其中块误码率P_b可由目标误码率P_e求得：

${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{down}}=\frac{P_b}{1-P_b}{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{up}}---\left(14\right)$

其中M为一块数据块中所含的比特数。将目标误码率P_e代入到式（13）中即可算出块误码率P_b。再根据系统中信噪比估计方法的精度，合理地选取向上步进值Δ_up，即可根据式（14）求得向下步进值Δ_down。当接收端在一个TTI内收到1个NACK信息，各门限值相应向上调整Δ_up；当在一个TTI内收到μ个NACK信息，各门限值相应向上调整μΔ_up；反之，当在一个TTI内收到ACK信息，各门限值相应向下调整Δ_down。图3给出了μ=2时ATA方法的处理过程。

具体实施方式六、本实施方式与具体实施方式一所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法的区别在于，步骤六中计算当前所选最优传输策略的平均持续时间的具体过程为：

求解最优传输策略的平均持续时间

采用一个有限状态的马尔可夫模型给出所述解最优传输策略的平均持续时间

该模型将信噪比的衰落为一个离散时间的马尔可夫过程，并且该过程包括由一个状态转移到与其毗邻的状态和保持原状态不变，其转移概率公式为：

$p_{i,i+1}=\frac{N_{i+1}{T}_s}{{\mathrm{\π}}_i}---\left(15\right)$

$p_{i,i-1}=\frac{N_i{T}_s}{{\mathrm{\π}}_i}---\left(16\right)$

p_i，i=1-p_i，i+1-p_i，i-1                （17）

其中i表示第i个状态，同时当前所处状态i只能转移到与其毗邻的状态i+1或状态i-1，或是保持原状态不变；p_i，i+1为状态i转移到状态i+1的转移概率，p_i，i-1为状态i转移到状态i-1的概率，p_i，i为状态i保持原状态的概率，N_i为在状态i信噪比γ_i下的电平交叉率，T_s为符号周期，π_i为处于第i个衰落区域[γ_i,γ_i+1)的概率：π_i=p(γ_i≤γ<γ_i+1)，瑞利衰落信道下，电平交叉率N_i为：

$N_i=\sqrt{\frac{2{\mathrm{\&pi;\&gamma;}}_i}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}}{f}_D{e}^{-{\mathrm{\&gamma;}}_i/\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}---\left(18\right)$

其中f_D为多普勒频率，所述最优传输策略的平均持续时间

为：

$\stackrel{\&OverBar;}{{\mathrm{\&gamma;}}_i}=\frac{T_s}{p_{i,i+1}+p_{i,i-1}}=\frac{{\mathrm{\&pi;}}_i}{N_{i+1}+N_i}---\left(19\right)$

由信噪比估计和信道估计可分别获得接收机端信噪比的平均值和多普勒频率f_D的估计值，把所述的最优传输策略切换门限γ_i和接收机端信噪比的平均值多普勒频率f_D的估计值代入到式（18），即可求得电平交叉率N_i，再根据式（19）求得当前策略的平均策略持续时间

[γ_i,γ_i+1)的概率π_i为：

${\mathrm{\&pi;}}_i=p({\mathrm{\&gamma;}}_i\&le;\mathrm{\&gamma;}<{\mathrm{\&gamma;}}_{i+1})=\underset{{\mathrm{\&gamma;}}_i}{\overset{{\mathrm{\&gamma;}}_{i+1}}{\&Integral;}}\frac{1}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}{e}^{-\frac{\mathrm{\&gamma;}}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}}\mathrm{d\&gamma;}---\left(20\right)$

所述基于SD-FDE的AMC方法，其频谱效率如式（21）所示：

$\frac{R}{B}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2\left(M_i\right)C_{i}p({\mathrm{\&gamma;}}_i\&le;\mathrm{\&gamma;}<{\mathrm{\&gamma;}}_{i+1})---\left(21\right)$

其中R、B分别为数据速率和接收信号带宽，M_i、C_i分别为第i个衰落区域[γ_i,γ_i+1)对应的最优传输策略的调制星座数和码率，N为最优传输策略的数目。

根据步骤一可得最优传输策略的切换门限γ_i(1≤i≤N)，将其代入式（20）可得p(γ_i≤γ<γ_i+1)；根据步骤二得到的最优传输策略确定调制星座数M_i和编码效率C_i，将已求得的p(γ_i≤γ<γ_i+1)和所述调制星座数M_i，编码效率C_i代入式（21）即可得到采用AMC方法的自适应系统的频谱效率。

具体实施方式七、结合图2、图4至图10和表1至表6对在某两种信道模型中应用一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，具体实现过程如下:

表1仿真参数表

参数	参数值
		信道类型	瑞利多径信道
载波频率	200Mz
		符号速率	5Msps
目标误码率	10-5
		信道估计	LS方法
频域均衡	MMSE方法
		SNR估计	MMSE方法

由于本发明提出的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法不依赖于系统的类型，所以它适用于如正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）系统、单载波频域均衡（Single Carrier Frequency Domain Equalization，SC-FDE）系统、多输入多输出（Multiple Input Multiple Output，MIMO）系统等常用通信系统。不失一般性地，本发明首先搭建SC-FDE自适应基带仿真系统的框图，具体操作步骤是本领域技术人员依据图2能够实现的。图2是在现有SC-FDE非自适应系统的基础上，添加了AMC方法模块、ATA方法模块和信道分类和SNR估计模块的基带仿真系统；因此该SC-FDE自适应基带仿真系统具备了自适应调整传输参数（调制方式、编码方式）和动态调整策略切换表以适应时变信道的能力。以下仿真结果均是基于图2所示的SC-FDE基带仿真系统得到的。仿真参数如表1所示，所使用的信道模型1和信道模型2的具体参数详见表2。本系统中最大多普勒频率5Hz对应的移动终端最大速率为27公里/小时。

图2为本发明SC-FDE自适应基带仿真系统的框图。该系统与现有SC-FDE非自适应系统的区别在于：该SC-FDE自适应系统在所述的SC-FDE非自适应系统的基础上，添加了信道分类和SNR估计模块、AMC方法模块和ATA方法模块。因此该SC-FDE自适应系统具备了自适应地调整传输参数（调制方式、编码方式）和策略切换门限以适应时变信道的能力。此外，图2是基带仿真系统框图，为验证所述一种自适应调制编码和自适应门限调整联合方法的正确性和有效性提供了方法。具体实施方式七得到的一系列结果都是基于图2所示的SC-FDE自适应基带仿真系统得到的。

SC-FDE自适应基带仿真系统的工作过程为：由信源产生传输数据，经CRC编码、信道编码、交织、调制后，通过加0、串并转换及添加训练序列、CP，从而将数据组装成帧。再通过并串转换后使数据通过瑞利信道和加性高斯白噪声AWGN信道。接收端通过并串处理、去CP后，再经过FFT处理，训练序列即被输入到信道分类和SNR估计模块用于信道分类和SNR估计，同时又用于信道冲激函数的估计和噪声方差的估计。接收数据经频域均衡后再采用IFFT处理变换回时域，经并串转换、去0处理、软判决、解交织、信道译码、CRC译码处理后到达信宿。经译码后的数据需进行BER统计，以判断此时的系统传输是否达到预期误码率的要求。ATA方法模块根据通过信道分类和SNR估计模块提供的信道变化情况及CRC译码的结果，对传输策略切换门限做相应地调整，并将门限调整的结果传递给AMC方法模块指导其进行策略地合理切换。AMC方法模块通过信道分类和SNR估计模块提供的信道类型和SNR信息，以及所述的ATA方法模块提供的更新地策略切换门限，选取出适配于当前信道的最优传输策略，通过反馈信道传递给所述的发射机和接收机。所述的发射机和接收机通过动态地调整调制方式和编码方式，使自适应系统高效可靠地传输。

表2信道模型参数表

仿真中采用的两种调制方式分别为BPSK和QPSK；编码方式为低密度奇偶校验码（low density parity check code，LDPC），编码后长度为3176，4种可选码率分别为1/2，2/3，3/4和5/6。这样，将上述参数组合共得到8种MCS，记为S1~S8，如表3所示。

表3AMC策略组合表

以下以信道模型1为例，说明策略切换表的制定过程。在信道模型1下，进行离线系统仿真，得到所有可选策略的BER-SNR性能曲线和吞吐量曲线，分别如图4、图5所示。在目标误码率P_e=10^-5、门限间隔不小于4dB的要求下，根据图4将SNR划分为4个衰落区域：小于6dB，[6，10]dB，(10，16]dB，大于16dB。相应的MCS切换门限分别为6dB、10dB、16dB。根据图4和图5，选出各衰落区域中满足目标误码率P_e的吞吐量最大的最优MCS并制定最优策略切换表，如表4所示。根据表4筛选后的MCS的BER-SNR性能曲线及相应的吞吐量曲线分别如图6、图7所示。

在平均接收信噪比

的情况下，由式（19）计算得到各MCS的平均

如表5所示。由表5可见，随着平均接收信噪比

的提高，更可靠的MCS的持续时间变短；相反，更为有效的MCS的持续时间变长。

表4AMC策略切换表

表5不同SNR下的平均策略持续时间

按照同样的过程，也可得到信道模型2下的策略切换表。两种信道模型下的切换门限值如表6所示。为验证所提方法可以随信道的变化动态地更新切换门限，假定自适应传输系统先工作在信道模型1下，根据离线仿真的切换门限进行自适应传输。一段时间后，信道由信道模型1切换到更恶劣的信道模型2下。此时若仍按照原切换门限进行策略切换，将不能够满足误码率10^-5的要求，误码率仅能达到10^-3量级。此时，需采用联合方法的ATA部分对策略切换门限进行适当地调整。

表6两种信道模型下的切换门限表

方法中采用的CRC其生成多项式为D¹²+D¹¹+D³+D²+D¹+1。门限向上步进值Δ_up设为1dB，根据式（18）相应的向下步进值Δ_down经计算约为0.04dB。

设定平均信噪比为10dB，在信道模型1下，系统应采用MCS2进行传输。设定的初始门限{γ₁,γ₂,γ₃}如图8所示。当信道切换到信道模型2后，系统前55个数据块仍采用MCS2传输。通过自适应门限调整，第54块传输后，门限调整到5.08dB、9.08dB、15.08dB；第55块传输后，门限已调整到7.08dB、11.08dB、17.08dB，如图9所示。此时信噪比已低于门限2，因此，在第56块数据块传输时，系统选择MCS1进行传输，此时根据离线获得的切换门限值，表明误码率已达到10-5的要求。如图10所示，第110次传输后，门限调整到9.15dB、13.15dB、19.15dB，与如表6所示的离线得到的信道模型2下的切换门限值基本一致，证明了所提方法可以合理地调整门限以适应信道的剧烈变化。

综上分析，所述一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法能够保证瑞利多径信道下自适应系统高效可靠地传输，即能够使通信系统更好地适应无线信道的复杂多变的电磁环境。

Claims (6)

1.一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，其特征在于，具体操作步骤如下：

步骤一、在SC-FDE自适应基带系统离线状态下，对给定的信道状态进行系统仿真，得到比特误码率与信噪比关系的性能曲线图；根据目标误码率P_e的限制划分信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)，并确定调制编码策略的切换门限γ_i；通过搜索各信噪比衰落区域内所有满足P_e要求的最优调制编码策略以确定最优调制编码策略切换表，SC-FDE自适应基带系统为块传输系统，执行步骤二；

步骤二、判断自适应传输系统中信道分类模块指示当前的三种分量是否同时发生变化，且所述变化均超过设定范围，所述的三种分量分别为：信道冲激函数、多径参数和信噪比；判断为否，执行步骤三；判断为是，执行步骤四；

步骤三、执行自适应调制编码方法，通过信噪比估计模块提供的信噪比估计值，在最优调制编码策略切换表中选取与当前信道状态信息匹配的最优调制编码策略，执行步骤五；

步骤四、执行自适应门限调整方法，对最优调制编码策略切换表及调制编码策略的切换门限进行更新，同时执行自适应调制编码方法通过信噪比估计模块提供的信噪比估计值，在更新后的最优调制编码策略切换表中选取与当前信道状态信息匹配的最优调制编码策略，执行步骤五；

步骤五、通过反馈信道将所选最优传输策略同时传递给接收机和发射机，同时系统通过计时器记录该策略的使用时间Δ_i，所述的发射机和接收机实施所选最优传输策略；

步骤六、计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

得到所述最优传输策略的平均持续时间

步骤七、判断当前最优传输策略的使用时间Δ_i是否小于或等于该策略的平均持续时间

判断为是，执行步骤八，判断为否，执行步骤二；

步骤八、系统不进行新策略的选择及切换，系统以当前最优传输策略进行传输，从此时起，时间经过

后，重复执行步骤七。

2.根据权利要求1所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，其特征在于，步骤一所述的信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)是通过下述方法确定的：以所述目标误码率P_e的值在所述比特误码率与信噪比关系的性能曲线图中做一条平行于横轴的直线，与每种策略的比特误码率与信噪比关系的性能曲线分别得到一个交点，所得到的每个交点对应的横坐标即为传输策略的切换门限γ_i，每两个门限间的信噪比范围为信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)。

3.根据权利要求1或2所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，其特征在于，步骤一所述的通过搜索各信噪比衰落区域内所有满足P_e要求的最优调制编码策略以确定最优调制编码策略切换表的具体过程为：

搜索信噪比衰落区域内所有满足目标误码率P_e要求的对应信噪比衰落区域的最优传输策略，将所述满足目标误码率P_e要求的最优策略组成最优策略集，并依据该最优传输策略集确定最优传输策略切换表。

4.根据权利要求1所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，其特征在于，步骤五所述的最优传输策略为所述SC-FDE自适应基带系统下一传输时间间隔内采用的调制方式和编码方式，所述调制方式和编码方式是根据实际系统的调制解调器和编译码器确定的。

5.根据权利要求1所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，其特征在于，步骤四所述的对最优调制编码策略切换表及调制编码策略的切换门限进行更新的具体过程为：

根据目标误码率P_e采用公式：

P_b=1-(1-P_e)^M                 （13）

获得系统的块误码率P_b，其中，M表示一块数据块中所含的比特数；

再根据系统中信噪比估计方法的精度，选取向上步进值Δ_up，即可根据公式：

${\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{down}}=\frac{P_b}{1-P_b}{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{up}}---\left(14\right)$

求得向下步进值Δ_down；

当接收端在一个传输时间间隔内收到1个否定应答信息，各门限值相应向上调整Δ_up；当在一个传输时间间隔内收到μ个否定应答信息，各门限值相应向上调整μΔ_up；当在一个传输时间间隔收到肯定应答信息，各门限值相应向下调整Δ_down。

6.根据权利要求1所述的一种自适应调制编码和自适应门限调整的联合方法，其特征在于，步骤六中计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

的具体过程为：

求解最优传输策略的平均持续时间

采用一个有限状态的马尔可夫模型给出所述解最优传输策略的平均持续时间

该模型将信噪比的衰落为一个离散时间的马尔可夫过程，并且该过程包括由一个状态转移到与其毗邻的状态和保持原状态不变，其转移概率公式为：

$p_{i,i+1}=\frac{N_{i+1}{T}_s}{{\mathrm{\&pi;}}_i}---\left(15\right)$

$p_{i,i-1}=\frac{N_i{T}_s}{{\mathrm{\&pi;}}_i}---\left(16\right)$

p_i，i=1-p_i，i+1-p_i，i-1                （17）

其中i表示第i个状态，同时当前所处状态i只能转移到与其毗邻的状态i+1或状态i-1，或是保持原状态不变；p_i，i+1为状态i转移到状态i+1的转移概率，p_i,i-1为状态i转移到状态i-1的概率，p_i，i为状态i保持原状态的概率，N_i为在状态i信噪比γ_i下的电平交叉率，T_s为符号周期，π_i为处于第i个衰落区域[γ_i,γ_i+1)的概率：π_i=p(γ_i≤γ<γ_i+1)，瑞利衰落信道下，电平交叉率N_i为：

$N_i=\sqrt{\frac{2{\mathrm{\&pi;\&gamma;}}_i}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}}{f}_D{e}^{-{\mathrm{\&gamma;}}_i/\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}---\left(18\right)$

其中f_D为多普勒频率，所述最优传输策略的平均持续时间

为：

$\stackrel{\&OverBar;}{{\mathrm{\&gamma;}}_i}=\frac{T_s}{p_{i,i+1}+p_{i,i-1}}=\frac{{\mathrm{\&pi;}}_i}{N_{i+1}+N_i}---\left(19\right)$

由信噪比估计和信道估计可分别获得接收机端信噪比的平均值和多普勒频率f_D的估计值，把所述的最优传输策略切换门限γ_i和接收机端信噪比的平均值

多普勒频率f_D的估计值代入到式（18），即可求得电平交叉率N_i，再根据式（19）求得当前策略的平均策略持续时间

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