CN102932068B - 一种混合极化线性化的马赫曾德光调制器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于对光纤无线电链路传输性能改进的混合极化线性化的马赫曾德光调制器，属于电子技术领域。本发明的混合极化单驱动X切马赫曾德调制器（sd-xMZM），由一个角度为α的线性极化器，一个sd-xMZM以及一个角度为β的线性极化器组成；sd-xMZM分别与X轴和Z轴的传输函数T_TE以及T_TM的极化相关。本发明的优点在于：1.混合极化sd-xMZM，在很宽的偏置电压范围内，光纤无线电系统的1dB压缩点（P_1dB）压缩的改善超过4dB；2.通过正交频分复用超宽带（OFDM？UWB）信号进行测试，在很宽的偏置电压范围内，误差向量幅度（EVM）的改善超过3dB，并且当最小误差向量幅度（EVM）为-25.84dB时得到了8.7dB的最大改善。<!--1-->

Description

一种混合极化线性化的马赫曾德光调制器

技术领域：

本发明涉及一种用于对光纤无线电链路传输性能改进的混合极化线性化的马赫曾德光调制器（MZM），属于电子技术领域。

背景技术：

对于未来覆盖大范围的高容量无线信号（包括微波和毫米波频段的无线信号）的传输，光纤无线电（RoF）是一项关键技术。外部调制器，例如LiNbO₃马赫曾德调制器（MZM）是宽带光纤无线电系统中的首选，因为他们具有较宽的工作带宽。然而，这些调制器具有非线性的传输响应，从而导致谐波失真以及互调失真。如果不采取措施，会极大地降低光纤无线电传输系统的性能。

许多种技术被用来增强MZM的线性化。采用双平行MZM（dp-MZM）的方案消除光载波频率附近的二阶分量，从而减小三阶互调失真（3IMD）。另一种消除三阶非线性的技术采用混合极化双驱动MZM（dd-MZM）和单驱动X切MZM（sd-xMZM）。与dd-MZM以及dp-MZM相比，sd-xMZM成本低，并且同时产生基带和射频信号，在双向光纤无线电系统中传输下行多频段信号和上行数据。

发明内容：

本发明的目的在于提供一种用于对光纤无线电链路传输性能改进的混合极化线性化的马赫曾德光调制器。

本发明利用一种混合极化线性化的马赫曾德光调制器对光纤无线电链路传输性能进行改进，其特征在于：混合极化单驱动X切马赫曾德调制器(sd-xMZM)，它由一个角度为α的线性极化器和一个sd-xMZM以及一个角度为β的线性极化器组成；sd-xMZM分别与X轴和Z轴的传输函数T_TE以及T_TM的极化相关；光信号通线性极化器产生具有不同调制深度的TE和TM模式的叠加信号，具有不同的三阶互调特性，而三阶非线性的压缩并不取决于单个调制电压而是取决于偏置电压和极化角度。

本发明对射频信号驱动混合极化sd-xMZM的光纤无线电系统，与传统的TE极化sd-xMZM进行了比较。对于实际采用TE和混合极化sd-xMZM的光纤无线信号，使用正交频分复用超宽带（OFDMUWB）验证采用混合极化sd-xMZM对线性化的改进。具体如下：

三阶非线性压缩

假设有一个无线电信号，它的角频率为Ω，电压为V_RF的射频信号来驱动sd-xMZM。

图1表示了混合极化sd-xMZM，它由一个角度为α的线性极化器，一个sd-xMZM以及一个角度为β的线性极化器组成。sd-xMZM分别与X轴和Z轴的传输函数T_TE以及T_TM的极化相关，如图2-a和图2-b所示。sd-xMZM的传输函数表示为：

$\begin{array}{c}{T}_X\left(V\left(t\right)\right)=E_{\mathrm{out}}\left(t\right)/E_{\mathrm{in}}\left(t\right)\\ =\frac{\sqrt{t_X}}{1+{\mathrm{\&delta;}}_X}\left\{\exp \right[j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}^X}(V\left(t\right)+\mathrm{\&Delta;}{V}_X)]+{\mathrm{\&delta;}}_X\exp [-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}^X}(V\left(t\right)+\mathrm{\&Delta;}{V}_X)\left]\right\}\end{array}$

其中X表示TE或者TM的极化，t_X是插入损耗，δ_X是sd-xMZM两个分支非平衡分配/合成的比例系数。是sd-xMZM的半波开关电压，ΔV_X是由于sd-xMZM两个分支长度不同引起的固有偏置差别。通过曲线拟合提取的参数在表1中列出。

表1.xMZM在TE和TM极化下测量的拟合值

极化相关特性使得两个正交极化状态具有不同的调制深度。进入调制器的光信号通过一个与X轴夹角为α的线性极化器，从而产生具有不同调制深度的TE和TM模式的叠加信号。光信号随后通过与X轴夹角为β的第二个线性极化器。这两个角度相互关联，但是不存在唯一的解，所以通过最大化射频载波并且抑制三阶非线性的准则来做出选择。通过仔细选择两个线性极化器的α和β角度，xMZM中正交极化信号所携带的合成的三阶非线性失真，在第二个线性极化器的输出部分得到抑制。混合极化xMZM的传输函数表示为

T_Mixed(V(t))=cosαcosβT_TE(T(t))+sinαsinβT_TM(V(t))(1)

在附录A中，给出了光检测后的光电流的理论表达式。从附录A中的(A9a)和(A10)看出，sd-xMZM的三阶非线性响应通过消除与成比例的三阶互调3IMD分量来去除，前提条件是满足

其中,V_D是加在sd-xMZM的偏置电压，对于LiNbO₃来说~0.3125。看到表达式(2)有许多解，

当且仅当

因此理想化地选出使得射频载波最大化同时抑制了三阶互调失真的解。这使得。对于典型的xMZM，就像在实验中用到的一样，通常满足条件(3)。并且如图3-a所示，极化角度α和β通过偏置电压V_DC的函数来计算。注意表达式(2)中，三阶非线性的压缩并不取决于单个调制电压而是取决于偏置电压和极化角度。值得注意的是，和其他线性化技术一样，与TE极化相比，混合极化造成光损耗（或是增益），表示为（参见附录A）

其中是当射频信号驱动sd-xMZM时的射频调制系数。

图3-b表示了由于混合极化造成的光损耗与直流偏置电压以及调制系数为m=11.9%的射频信号的关系图。

AM/AM与AM/PM的转换特性

双频射频信号测试并不足以表征幅度和相位的非线性失真，非线性的精确建模通过sd-xMZM的AM/AM和AM/PM转换特性推导得到。采用角频率为Ω的单频射频信号，AM/AM增益压缩表示为（参见附录B）

其中G是射频功放的增益，L是链路的射频损耗，R_L是接收机负载，是光检测器的响应率，P_in是xMZM的输入光功率，是sd-xMZM的射频调制系数，V_RF和P_RF是射频信号的输入电压和功率，并且

从(6)看出，由于sd-xMZM具有无线性调频设计，因此不存在AM/PM转换。

图4-a比较了仅有TE极化以及混合极化sd-xMZM的P_1dB压缩与偏置电压之间的关系图。看出TE极化sd-xMZM的P_1dB为13.84dBm，并且和偏置电压有关。然而，混合极化sd-xMZM实现最小和最大的P_1dB为22.54和28.82dBm，对应的偏置电压分别为-1.7和-1.1V。这表明采用混合极化sd-xMZM让P_1dB得到超过8.7dB的改善。另外，和TE极化相比，混合极化技术造成射频损耗，图4-b给出了当偏置电压为1.65V的实例。在较低射频功率时射频损耗为~22.85dB，当射频输入功率增加时，射频损耗减小。

三阶互调失真和载波的功率比以及正交频分复用超宽带信号的邻道功率比

宽带信号（例如正交频分复用超宽带信号）与双频或单频射频信号有很大区别，因为它包含许多正交频分复用副载波并且是复杂的随机信号。因为存在非线性，具有大带宽的超宽带信号产生大范围的窄带干扰。带内和带外干扰可能引起衰落。带外功率泄漏可能引起邻道衰落。邻道干扰通常用ACPR表示，定义为在频带范围内邻道泄漏的功率和频带内主信号功率的比值。三阶非线性失真和载波功率比以及ACPR表示为（见附录C）

$3\mathrm{IMD}/C=(\frac{1}{3}{c}_3{\mathrm{\&sigma;}}^4+\frac{11}{5\&times;2^3}{c}_5{\mathrm{\&sigma;}}^8)/c_1---\left(7a\right)$

$\mathrm{ACPR}=(\frac{1}{2\&times;3}{c}_3{\mathrm{\&sigma;}}^4+\frac{13}{2^2\&times;15}{c}_5{\mathrm{\&sigma;}}^8)/c_1---\left(7b\right)$

其中：

n=0,1,2,,2σ²表示负载为1Ω的超宽带输入信号的平均功率。

对于TE极化和混合极化sd-xMZM，极化角度设置为α=β=0,和62.37^o。负载为50Ω的超宽带输入（调制）功率P_UWB定义为P_UWB=σ²/50。超宽带信号的调制系数定义为。

计算得到的超宽带信号的ACPR以及3IMD/C与调制系数的关系如图5-a和图5-b所示。对于TE极化和混合极化sd-xMZM，结果表明当超宽带调制系数分别小于26.3和52.5%时，ACPR小于-20dBc。当超宽带调制系数为11.9%，TE极化和混合极化的ACPR分别是~-33.9和-65dBc。与TE极化sd-xMZM相比，混合极化sd-xMZM的ACPR下降了超过31dB。如图5-b所示，TE极化和混合极化sd-xMZM的三阶互调失真分别被压缩了~30.8和62dB。与TE极化sd-xMZM相比，采用混合极化的3IMD/C减小31dB。

如图6-a和图6-b所示，当TE极化和混合极化的调制系数分别为6%和11.9%时，计算得到了接收的超宽带信号功率，ACPR以及3IMD/C与sd-xMZM偏置电压的关系图。结果表明TE极化sd-xMZM的ACPR与3IMD/C不取决于偏置电压。对于TE极化和混合极化sd-xMZM，ACPR分别为-46dBc和小于-61dBc。在整个偏置电压范围内-2.5~8V，对于特定的调制系数，预测得到的ACPR低于-20dBc。对于TE极化和混合极化，在整个偏置电压范围内-2.5~8V，IMD3被压缩到低于载波43dBc和超过58dBc。

如图2-a所示，对于TE极化，最大接收的超宽带功率出现在偏置电压为1.65和6.8V。然而，对于混合极化，最大超宽带功率出现在5V左右。对于TE极化和混合极化sd-xMZM，接收到的超宽带信号在偏置电压为-0.9和4.2V时开始减弱，分别对应于TE极化sd-xMZM的最大和最小传输偏置点。

附录A

在本附录中，分析了采用混合极化sd-xMZM光纤无线电系统的光检测电流。考虑射频信号加到sd-xMZM。加到sd-xMZM的电压表示为,其中Ω,V_RF和θ分别是角频率，射频信号的电压幅度和相位，V_DCis是偏置电压。从第一个线性极化器输出然后输入到sd-xMZM的电场表示为

${\stackrel{\&OverBar;}{E}}_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\sqrt{2P_{\mathrm{in}}}(\hat{z}\cos \left(\mathrm{\&alpha;}\right)+\hat{x}\sin \left(\mathrm{\&alpha;}\right))e^{\mathrm{j\&omega;t}}---\left(A1\right)$

其中P_in和ω是输入到sd-xMZM的光信号的光功率和频率。

从sd-xMZM输出的总电场表示为

${\stackrel{\&OverBar;}{E}}_{\mathrm{out},\mathrm{\&alpha;}}\left(t\right)=\sqrt{2P_{\mathrm{in}}}[\hat{z}\cos \left(\mathrm{\&alpha;}\right)T_{\mathrm{TE}}\left(V\left(t\right)\right)+\hat{x}\sin \left(\mathrm{\&alpha;}\right)T_{\mathrm{TM}}\left(V\left(t\right)\right)]e^{\mathrm{j\&omega;t}}---\left(A2\right)$

通过第二个与X轴夹角为β的线性极化器，输出电场分量表示为

$E_{\mathrm{out},\mathrm{\&beta;}}=\sqrt{2P_{\mathrm{in}}}\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\&alpha;}\right)\cos \left(\mathrm{\&beta;}\right)T_{\mathrm{TE}}\left(V\left(t\right)\right)\\ +\sin \left(\mathrm{\&alpha;}\right)\sin \left(\mathrm{\&beta;}\right)T_{\mathrm{TM}}\left(V\left(t\right)\right)\end{array}\right]e^{\mathrm{j\&omega;t}}---\left(A3\right)$

然后射频光电流为

其中是光检测器的响应率，G是射频放大器的增益，L是链路的射频损耗，并且

把Jacobi-Auger级数展开 $e^{\mathrm{jm}\cos (\mathrm{\&Omega;t}+\mathrm{\&theta;})}={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=-\&infin;}^{\&infin;}{j}^n{J}_n\left(m\right)e^{\mathrm{jn}(\mathrm{\&Omega;t}+\mathrm{\&theta;})}$ 代入(A5a)和(A5b)同时根据

$m_{\mathrm{TM}}=\mathrm{\&gamma;}{m}_{\mathrm{TE}}\left(t\right)=\mathrm{\&gamma;}\frac{\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}^{\mathrm{TE}}}{V}_{\mathrm{RF}}=\mathrm{\&gamma;m}$ ,得到nΩ时的光检测电流

其中

在nΩ时的射频输出功率表示为

其中是接收负载。

把Bessel级数展开 $J_n\left(x\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{r=0}^{\&infin;}{(-1)}^r{(x/2)}^{2r+n}/(r!(n+r)!)$ 应用于上述公式中n=1和3，光电流中的载波(Ω)和三阶失真谐波(3HD)(3Ω)分别近似为

其中

当n=1,3,5和7.

令u=tanαtanβ，上述公式重新表示为

当b₃=0时三阶非线性得到抑制，当且仅当满足以下条件时有许多解

完全消除三阶非线性取决于反向偏置电压和极化角度。选择使得射频载波最大化的解是明智的，比如令cos²(β-sgn(u)α)=1(i.eβ=sgn(u)α+kπ,kinteger)并且选择使得|b₁|最大化的u。

光检测器接收的总光功率的平均值是

其中

光损耗从(A13)导出：采用混合极化sd-xMZM接收到的光功率与采用TE极化接收到的光功率之比。

附录B

在本附录中，推导混合极化sd-xMZM的AM/AM增益压缩表达式。采用单频射频信号，加到sd-xMZM的电压表示为V(t)=V_RFcos(Ωt)+V_DC。在(A7)和(A8)中令n=1，在Ω处的射频输出功率是

其中

sd-xMZM的射频输入功率表示为

$P_{\mathrm{RF}}=\frac{1}{2R_{\mathrm{in}}}{\left(V_{\mathrm{RF}}\right)}^2=\frac{1}{2R_{\mathrm{in}}}{\left(\frac{2m{V}_{\mathrm{\&pi;}}^{\mathrm{TE}}}{\mathrm{\&pi;}}\right)}^2---\left(B3\right)$

其中R_in是50Ω输入阻抗，是sd-xMZM的射频调制系数。

然后AM/AM增益压缩表示为

附录C

在本附录中，给出OFDMUWB信号的ACPR和3IMD与射频载波比的解析表达。利用宽带信号来驱动sd-xMZM，例如OFDMUWB，表示为

$s\left(t\right)=r\left(t\right)[{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{RF}}t+\mathrm{\&theta;}\left(t\right)]=\mathrm{Re}\left[U\left(t\right)e^{j{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{RF}}t}\right]---\left(C1\right)$

其中ω_RF,r(t)和θ(t)分别是OFDMUWB调制信号的载波频率，幅度和相位。U(t)是基带信号U(t)=r(t)e^jθ(t)的复数包络。利用(A6)和(A7)，载波频率为ω_RF的接收信号表示为

sout(t)=F(r(t))cos(ω_RFt+θ(t))(C2)

其中

是非线性失真函数。

载波频率为ω_RF的接收UWB信号的复数包络表示为U_out(t)=F(r(t))e^jθ(t)并且它的功率谱密度表示为

$S_{U_{\mathrm{out}}}\left(f\right)=c_1{S}_U\left(f\right)+c_3{S}_3\left(f\right)+c_5{S}_5\left(t\right)$

其中S_U(t)是U(t)信号的功率谱密度 $S_3\left(f\right)=S_U\left(f\right)\&CircleTimes;S_U\left(f\right)\&CircleTimes;S_U(-f)$ , $S_5\left(f\right)=S_U\left(f\right)\&CircleTimes;S_U\left(f\right)\&CircleTimes;S_U\left(f\right)\&CircleTimes;S_U(-f)\&CircleTimes;S_U(-f)$ ,同时系数C_2n+1,n=0,1和2,表示为

$\begin{array}{c}{c}_{2n+1}=\frac{1}{(n+1){\mathrm{\&sigma;}}^{2(2n+1)}}\\ \&times;|\frac{1}{\mathrm{\&sigma;}\sqrt{2}}{\&Integral;}_0^{\&infin;}F\left(r\right){(r/\mathrm{\&sigma;})}^2{e}^{-\frac{1}{2}{(r/\mathrm{\&sigma;})}^2}{L}_n^{\left(1\right)}\left(\frac{1}{2}{(r/\mathrm{\&sigma;})}^2\right)\mathrm{dr}{|}^2\end{array}---\left(C4\right)$

其中2σ²表示负载为1Ω的UWB输入信号U(t)的平均功率，是Laguerre函数表示为.

应用 $2{\&Integral;}_0^{\&infin;}{x}^2{e}^{-x^2}{J}_1\left(\mathrm{\&rho;x}\right)L_n^{\left(1\right)}\left(x^2\right)\mathrm{dx}=\frac{1}{n!}{(\mathrm{\&rho;}/2)}^{2n+1}{e}^{-{(\mathrm{\&rho;}/2)}^2}$

其中,C_2n+1表达为解析形式

其中 ${\mathrm{\&kappa;}}_{\mathrm{\&sigma;}}=\frac{1}{2}{\mathrm{\&pi;}}^2{(\mathrm{\&sigma;}/V_{\mathrm{\&pi;}}^{\mathrm{TE}})}^2$ .

假设输入OFDMUWB信号U(t)具有矩形的频谱形状

$S_U\left(f\right)=\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&sigma;}}^2/B,\left|f\right|\&le;B\\ 0,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(C6\right)$

然后3IMD和射频载波之比以及ACPR表示为

$\begin{array}{c}3\mathrm{IMD}/C=\frac{c_3{\&Integral;}_{-B}^B{S}_3\left(f\right)\mathrm{df}+c_5{\&Integral;}_{-B}^B{S}_5\left(f\right)\mathrm{df}}{c_1{\&Integral;}_{-B}^B{S}_U\left(f\right)\mathrm{df}}\\ =(\frac{1}{3}{c}_3{\mathrm{\&sigma;}}^4+\frac{11}{5{\&times;2}^3}{c}_5{\mathrm{\&sigma;}}^8)/c_1\end{array}---\left(C7a\right)$

和

$\begin{array}{c}\mathrm{ACPR}=\frac{2c_3{\&Integral;}_B^{3B}{S}_3\left(f\right)\mathrm{df}+2c_5{\&Integral;}_B^{3B}{S}_5\left(f\right)\mathrm{df}}{c_1{\&Integral;}_{-B}^B{S}_U\left(f\right)\mathrm{df}}\\ =(\frac{1}{2\&times;3}{c}_3{\mathrm{\&sigma;}}^4+\frac{13}{2^2\&times;15}{c}_5{\mathrm{\&sigma;}}^8)/c_1\end{array}---\left(C7b\right)$

对于50Ω输入阻抗,，UWB输入功率定义为P_UWB=σ²/50因此调制系数定义为 $m=\mathrm{\&sigma;}/V_{\mathrm{\&pi;}}^{\mathrm{TE}}=\sqrt{50P_{\mathrm{UWB}}}/V_{\mathrm{\&pi;}}^{\mathrm{TE}}$ .

本发明的优点在于：

1.混合极化单驱动X切马赫曾德调制器(sd-xMZM)，在很宽的偏置电压范围内，对光纤无线电系统的1dB压缩点（P_1dB）压缩的改善超过4dB；

2.通过正交频分复用超宽带（OFDMUWB）信号进行测试，在很宽的偏置电压范围内，误差向量幅度（EVM）的改善超过3dB，并且当最小误差向量幅度（EVM）为-25.84dB时得到了8.7dB的最大改善。

附图说明：

图1混合极化sd-xMZM结构图。

图2-a、图2-bsd-xMZM分别在TE和TM极化条件下的测试和拟合特性。

图3-a混合极化sd-xMZM反向偏置电压与小信号最优极化角的理论关系。

图3-b混合极化造成的光损耗与直流偏置电压以及调制系数为m=11.9%的单频射频信号的关系。

图4-aTE极化以及混合极化sd-xMZM的P_1dB压缩与偏置电压之间的关系。

图4-b当偏置电压为1.65V，混合极化技术造成射频损耗。

图5-a、图5-b采用TE和混合极化sd-xMZM时，计算得到的ACPR、3IMD/C与输入超宽带信号功率的关系。反向偏置电压是1.45V。

图6-a、图6-b当TE极化和混合极化的调制系数分别为6%和11.9%时，计算得到了接收的超宽带信号功率，ACPR以及3IMD/C与sd-xMZM偏置电压的关系。

图7采用TE极化和混合极化sd-xMZM的AM/AM和AM/PM转换特性的实验设置。LNA：低噪声放大器，PC：极化控制器，LP：线性极化器。

图8-a、图8-b测量了TE极化和混合极化sd-xMZM的AM-AM以及AM-PM的转换特性。

图9-aTE极化sd-xMZM，P_1dB压缩和偏置电压的关系。

图9-b当混合极化sd-xMZM输入射频功率为18dBm时，测量的增益压缩和偏置电压关系。

图10采用OFDMUWB信号来评价TE极化和混合极化sd-xMZM的实验设置。LNA：低噪声放大器，PC：极化控制器，LP：线性极化器。

图11当偏置电压为1.65V时，测量得到的TE极化和混合极化sd-xMZM下，EVM与超宽带调制系数的关系。

图12当调制系数为11.9%和偏置电压为1.65V时，测量得到的TE极化和混合极化sd-xMZM下，OFDMUWB信号的光频谱。

图13-a、图13-c当调制系数为11.9%和偏置电压为1.65V时，测量得到的TE极化下，接收OFDMUWB信号的射频谱和波形。

图13-b、图13-d当调制系数为11.9%和偏置电压为1.65V时，测量得到的混合极化sd-xMZM下，接收OFDMUWB信号的射频谱和波形。

图14当调制系数为6%时，测量得到的TE极化和混合极化sd-xMZM下，EVM与反向偏置电压的关系。

图15-a、图15-d当调制系数为6%时，从最大传输偏置状态下接收OFDMUWB信号的波形和星群。

图15-b、图15-e当调制系数为6%时，从正交传输偏置状态下接收OFDMUWB信号的波形和星群。

图15-c、图15-f当调制系数为6%时，从最小传输偏置状态下接收OFDMUWB信号的波形和星群。

图16测量得到TE极化和混合极化sd-xMZM下，接收OFDMUWB信号的EVM和偏置电压关系。

图17-a、图17-c当调制系数为11.9%和偏置电压为5.2V时，测量得到的TE极化下，接收OFDMUWB信号的射频谱和波形。

图17-b、图17-d当调制系数为11.9%和偏置电压为5.2V时，测量得到的混合极化sd-xMZM下，接收OFDMUWB信号的射频谱和波形。

具体实施方式：

本发明的用于对光纤无线电链路传输性能改进的混合极化线性化的单驱动X切马赫曾德光调制器(sd-xMZM)，它由一个角度为α的线性极化器和一个sd-xMZM以及一个角度为β的线性极化器组成；sd-xMZM分别与X轴和Z轴的传输函数T_TE以及T_TM的极化相关；光信号通线性极化器产生具有不同调制深度的TE和TM模式的叠加信号，具有不同的三阶互调特性，而三阶非线性的压缩并不取决于单个调制电压而是取决于偏置电压和极化角度。

本实施例采用单频射频信号来测量AM/AM和AM/PM转换特性，同时评价了混合极化sd-xMZM的线性化性能。然后评价了采用混合极化sd-xMZM对应用到OFDMUWB传输的性能改进。

AM/AM和AM/PM转换特性

AM/AM和AM/PM转换特性的实验设置如图7所示。把xMZM的偏置电压设为1.65V，网络分析仪的输出设为3.96GHz。产生的射频信号通过增益为26dB(噪声系数2.6dB，1-dB压缩的输入功率1dBm)的低噪声放大器放大，然后驱动xMZM。光检测后的信号通过另外一个增益为26dB的LNA放大。在-30到-6dBm范围内调整网络分析仪的射频功率，使得LNA工作在线性区域内。

xMZM的射频输入功率从-6到18dBm。在实验中把sd-xMZM的最大输入功率限制为18dBm，因为高功率线性放大器的限制以及sd-xMZM额定输入功率的限制。一个可调激光源发射波长为1550.604nm，光功率为5.85dBm的线性极化光。极化控制器用来手动调整输入到sd-xMZM的光波的极化角度α。另一个具有没有尾纤线性极化器的极化控制器用来手动调节sd-xMZM输出光波的极化角度β。在光检测之前，可调光衰减器被用在TE极化，从而引入和混合极化相同的光衰减，进而确保接收光功率相同。光检测的信号通过另一个增益为26dB的LNA放大。其他射频链路损耗（包括线性极化器，极化控制器，光学和射频联接器）为2dB。

表2列出了如图7所示设置的物理参数。

表2.实验物理参数

测量了，TE极化sd-xMZM的AM-AM以及AM-PM的转换特性的测量结果和由(5)得到的计算结果在图8-a中给出；混合极化sd-xMZM的AM-AM以及AM-PM的转换特性在图8-b中给出。对于TE极化xMZM，1-dB增益压缩出现在输入射频功率为13.85dBm时。在这个功率下，当采用混合极化sd-xMZM时增益压缩小于0.1dB。更重要的是TE极化和混合极化sd-xMZM的相位变化仅仅为~0.7⁰。这是因为采用单电极推拉设置，使得sd-xMZM成为无线性调频设计。

当输入功率为18dBm时，TE极化的增益压缩为2.8dB，然而采用混合极化sd-xMZM的增益压缩仅为0.2dB。TE极化和混合极化sd-xMZM的相位变化分别为1.13⁰和1⁰。同样，如图8-a和图8-b所示测量结果和预测结果非常吻合。AM/PM转换的微小差别主要是因为LNA，射频接头以及sd-xMZM的非理想射频响应。

为了更进一步说明混合极化对性能的改进，测量了在不同偏置电压下的增益压缩。图9-a表示了TE极化P_1dB压缩和偏置电压的关系图，和第二节中的预测结果13.84dBm非常吻合。除了当偏置为4.5V时，当测试输入射频功率为15dBm时幅度有1dB的扩展。这种现象是因为在最小偏置传输时的强烈的截断效应。图9-b描述了当混合极化sd-xMZM输入射频功率为18dBm时，测量的增益压缩和偏置电压关系图。当偏置小于4V时增益压缩小于0.5dB，当偏置为4.2,4.5和5V时，增益压缩约等于~1dB。这表明采用混合极化sd-xMZM对P_1dB压缩的改善超过4dB。混合极化测量值和预测值之间的差异是由于手动设置极化角度为最优值时的不精确性，以及LNA和sd-xMZM频率响应是非理想的。

光纤载OFDMUWB信号传输测试

如图10，采用光纤载OFDMUWB信号传输来评价混合极化sd-xMZM对线性化的改进。有效带宽为9.GHz的任意波形发生器用来产生符合WiMedia第二个中心频率为3.96GHz的副波段的OFDMUWB信号。OFDMUWB信号由128个副载波组成，占用带宽528MHz，同时采用比特率为480Mb/s先进的双载波调制技术（DCM）。同样，在TE极化中采用可变光衰减器，引入和混合极化相同的光损耗，确保在每一个偏置电压下接收到的光功率相同。利用高速实时示波器来测量接收到OFDMUWB信号的误差向量幅度（EVM）。

首先，把sd-xMZM的偏置电压设为1.65V，通过改变sd-xMZM的超宽带输入功率来改变超宽带输入的调制系数。利用具有可变射频衰减器的LNA，超宽带输入功率在-19.8到8.8dBm之间变化，超宽带调制系数也随之在0.4%到11.9%之间变化。图11所示，当偏置电压为1.65V时，测量得到的TE极化和混合极化EVM与超宽带调制系数的关系图。当调制系数小于6%时，系统性能受到信噪比而不是非线性的限制，并且采用混合极化不能使得EVM得到改善。然而，当调制系数大于6%时，非线性成为主要因素，并且通过采用混合极化来改善EVM。仅仅采用TE极化的sd-xMZM，当调制系数在~0.8到11.9%之间，接收到的OFDMUWB信号符合EVM等于-17dB的要求。当调制系数为~4%时，得到TE极化和混合极化的最佳EVM分别为-26.2和-25.7dB。EVM有0.5dB的下降是由于混合极化线性化中光副载波损耗。然而，通过采用混合极化x-MZM，当调制系数为11.9%时，EVM有5.7dB的改善。在这个调制系数下，监测到的总光功率是-13.96dBm，这是接收到的光功率的10%，然后光检测器接收到的光功率是-4.42dBm，这是接收光功率的90%。注意到由于采用混合极化，如图12所示在光副载波中仍然有6.7dB的光损耗，这将在接收到的UWB信号中引入相同的损耗。在混合极化和TE极化中测量得到的接收OFDMUWB信号分别是-24.76和-17.86dBm，这说明混合极化引入了~6.9dB的射频损耗。和TE极化相比，当采用混合极化时，频谱再生得到抑制(见图13-b)，避免了截断(见图13-d)，并且EVM得到了改善(见图11中的星座插图(ii))。这样验证了混合极化sd-xMZM和TE极化相比，产生较低的3IMD和较高的动态范围。

接下来，为了研究偏置电压所超宽带信号性能的影响，输入调制系数设为6%，偏置电压扫描范围从-2.4到8V。对于TE极化sd-xMZM，测量得到的EVM以及光检测器接收光功率与偏置电压的关系如图14中所示。看出当sd-xMZM的偏置为最大(-1.1V)或者最小(3.9V)传输时，性能最差。这是因为在最大或者最小传输，一阶光边带信号和光载波分别被强烈抑制，因此信噪比非常小，分别如图15-a和图15-c所示。对于正交偏置(1.65V)，sd-xMZM工作在线性区域，并且信噪比较高，如图15-b所示。这样从正交偏置和最小传输偏置状态下接收UWB信号的聚类质量看出，如图15-d,图15-e和图15-f所示，测量的EVM分别是-9.8,-24.9和-6.1–dB。

为了进一步展现sd-xMZM线性化改进与偏置电压的关系，sd-xMZM的调制系数被设置为11.9%，偏置电压扫描范围从0到8V。对于TE极化，利用光衰减器使得接收到的光功率和混合极化在不同偏置时的光功率处于相同水平。对于TE极化和混合极化sd-xMZM，测量得到接收OFDMUWB信号的EVM和偏置电压关系图在图16中给出。看出当sd-xMZM被偏置为最小传输(~4V)时，TE极化的性能最差，因为在最小传输时光载波被强烈抑制，如前所述信噪比很小(~4V)。当偏置电压范围在0~3.5和4.5~8V时，TE极化的EVM略高于所要求的-17dB。这是因为3IMD/C是常数并且与偏置电压无关，同时接收到的UWB信号在最小和最大传输时衰减。然而，采用混合极化时，在较大偏置电压范围内0~7.2V，EVM的改善超过3dB，当偏置电压为5.2V时最小EVM为-25.84dB，有超过8.7dB的改善。这是因为三阶非线性受到抑制，以及混合极化sd-xMZM(见图6-b)在5V左右接收的UWB功率较高，和第二节预测一致。从改善的星座图(图16中的插图(ii))清楚的看出，接收到的UWB信号不存在波形截断并且ACPR有所减小，分别如图17-b和图17-d所示。这样再一次证明了混合极化sd-xMZM和TE极化sd-xMZM相比，带来更低的3IMD和更高的动态范围。测量的ACPR比第二节中计算的ACPR高。这主要因为在产生OFDMUWB信号的AWG滤波器的有限滤波。滤波器的有限滤波将给互调功率增加额外的带外分量。

通过理论和实验全面分析了混合极化单驱动X切MZM在抑制互调失真方面的性能。发现互调失真分量得到了很好的抑制。采用混合极化的sd-xMZM独立于调制电压，仅仅取决于反相偏置电压。另外，通过理论预测采用混合极化sd-xMZM，在很宽的偏置电压范围内，P_1dB压缩的改善超过4dB。给出了理论上光纤系统OFDMUWB信号的ACPR以及三阶互调失真与载波功率比，预测了采用混合极化sd-xMZM对性能有较大改善。通过实验验证了sd-xMZM和传统方法相比，对系统性能的改善。通过手动调节极化角度和各个光学部件，P_1dB压缩的改善超过4dB。另外，通过OFDMUWB信号进行测试，在很宽的偏置电压范围内，EVM的改善超过3dB，并且当最小EVM为-25.84dB时得到了8.7dB的最大改善。

Claims (1)

1.一种用于对光纤无线电链路传输性能改进的混合极化线性化的电马赫曾光调制器，其特征在于：混合极化单驱动X切马赫曾德调制器(sd-xMZM)，它由一个角度为α的线性极化器和一个sd-xMZM以及一个角度为β的线性极化器组成；sd-xMZM分别与X轴和Z轴的传输函数T_TE以及T_TM的极化相关；光信号通过线性极化器产生具有不同调制深度的TE和TM模式的叠加信号，具有不同的三阶互调特性，而三阶非线性的压缩并不取决于单个调制电压而是取决于偏置电压和极化角度；

sd-xMZM的传输函数为：

其中：X表示TE或者TM的极化，t_X是插入损耗，δ_X是sd-xMZM两个分支非平衡分配/合成的比例系数,V_π ^X是sd-xMZM的半波开关电压，ΔV_X是由于sd-xMZM两个分支长度不同引起的固有偏置差别；

通过曲线拟合，xMZM在TE极化下提取的参数t_X、δ_X、V_π ^X、ΔV_X分别为:0.4779、0.9197、5.1439和0.8956，在TM极化下提取的参数t_X、δ_X、V_π ^X、ΔV_X分别为:0.1559、0.7795、17.0360和0.4349；

混合极化xMZM的传输函数表示为：

T_Mixed(V(t))＝cosαcosβT_TE(V(t))+sinαsinβT_TM(V(t))；

混合极化造成的光损耗或是增益表示为：

其中：是当射频信号驱动sd-xMZM时的射频调制系数，J₀(*)是0阶Bessel函数；

AM/AM增益压缩表示为:

其中：G是射频功放的增益，L是链路的射频损耗，R_L是接收机负载，是光检测器的响应率，P_in是xMZM的输入光功率，是sd-xMZM的射频调制系数，V_RF和P_RF是射频信号的输入电压和功率，并且

其中，J₁(*)是1阶Bessel函数；

三阶互调失真和载波的功率比以及正交频分复用超宽带信号的邻道功率比为：

其中：

n＝0,1,2,2σ²表示负载为1Ω的超宽带输入信号的平均功率；

对于TE极化，最大接收的超宽带功率出现在偏置电压为1.65和6.8V；对于混合极化，最大超宽带功率出现在5V；对于TE极化和混合极化sd-xMZM，接收到的超宽带信号在偏置电压为-0.9和4.2V时开始减弱，分别对应于TE极化sd-xMZM的最大和最小传输偏置点。