CN102611504A - 一种改进光纤无线电链路性能的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种改进光纤无线电链路性能的方法，属于电子技术领域。本发明利用混合极化电吸收调制器(EAM)或混合极化MZM对光纤无线电(RoF)链路的性能进行改进，其改进在于：混合极化电吸收调制器(EAM)或混合极化MZM，它由一个角度为α的线性极化器，一个EAM或MZM以及第二个角度为β的线性极化器构成；两个线性极化器分别放在EAM或MZM前后端；α和β的值与调制器的特性有关。本发明的优点在于：1、能抑制三阶非线性、二阶非线性失真，对于采用混合极化EAM的20km光纤传输RoF系统，SFDR有超过～12dB的改善；使用混合极化MZM的20km光纤传输，SFDR改善达～12dB。2、通过OFDM UWB信号测试，采用混合极化EAM对EVM有3dB的改进，采用混合极化MZM对EVM有8.7dB的改进。

Description

一种改进光纤无线电链路性能的方法

技术领域：

本发明涉及一种改进光纤无线电链路性能的方法，属于电子技术领域。具体涉及一种利用混合极化电吸收调制器或混合极化MZM抑制非线性(如三阶互调失真)从而改善系统性能的方法。

背景技术：

对于未来覆盖大范围的高容量无线信号的传输，光纤无线电(RoF)是一项关键技术。然而，有许多技术上的障碍需要克服，例如光调制器传输响应所带来的非线性失真。非线性响应会产生谐波和互调失真，如果不加以解决，会严重降低RoF传输系统的性能。外部调制器例如LiNbO₃马赫曾德调制器(MZM)，和电吸收调制器(FAM)，是两种常用的外光调制器，被广泛地应用于光纤通信。由于具有宽带工作特性，被优先用于宽带RoF系统。和MZM相比，EAM具有很多优点，比如低驱动电压，无直流漂移，低功耗，小尺寸，工作带宽较大，以及易于与其他半导体器件单片集成。然而，MZM和EAM固有的非线性传输特性限制它们的应用到RoF系统，换句话说，如使用MZM和EAM到RoF链路上，必须使用线性化技术。

到目前为止，已经提出了许多线性化技术，比如双平行EAM或双平行MZM，双波长光学技术，电预失真，光学前馈补偿，以及失真仿真和逆转。但是，这些方法通常比较复杂，采用额外的光调制器和光源，并且难以扩展到大于1GHz的微波频段。

发明内容：

本发明的目的在于克服现有技术之不足，而提供一种改进光纤无线电链路性能的方法。

本发明采用混合极化EAM的RoF系统的理论进行分析，与采用混合极化MZM的RoF系统是类似的。

本发明利用混合极化电吸收调制器(EAM)或混合极化MZM对光纤无线电(RoF)链路的性能进行改进，其改进点在于：混合极化电吸收调制器(EAM)或混合极化MZM，它由一个角度为α的线性极化器，一个EAM或MZM以及第二个角度为β的线性极化器构成；两个线性极化器分别放在EAM或MZM前后端；α和β的值与调制器的特性有关。

本发明采用双频射频测试来展示这种技术对三阶非线性失真的抑制，并且通过实验展示了对无杂散动态范围(SFDR)的改进。

RoF系统的无杂散动态范围：

我们采用射频电压均为V_RF，角频率分别为双频射频信号Ω₁和Ω₂的双频信号来驱动EAM，从而导出SFDR的解析表达式。

图1表示了混合极化EAM 1，它由一个角度为α的线性极化器，一个EAM以及第二个角度为β的线性极化器构成。EAM是极化相关的，它在x-和z-轴的传输函数T_TE和T_TM分别在图2中给出。通过曲线拟合得到的传输特性函数为：

T_TE(V)＝exp(-4.07538+0.17278V-0.14371V²-0.01306V³)

和

$T_{\mathrm{TM}}\left(V\right)=\exp \left(\begin{array}{c}-4.19156+1.0285V-0.87464V^2\\ -0.48126V^3-0.06732V^4\end{array}\right).$

极化相关使得两种正交极化状态能够具有不同的调制深度。进入调制器的光信号通过与z-轴成α角度的线性极化器，从而产生具有不同调制深度的TE和TM模式的叠加。换句话说，z-(TM)和x-(TE)轴具有不同的交调失真IMD。光信号然后通过与z轴成β角度的第二个线性极化器。两个角度互相关，但是并没有唯一的解，因此通过选择它们使得射频载波最大化同时抵消三阶非线性。通过选择两个线性极化器的α和β值，EAM输出的正交极化信号携带的混合三阶非线性失真在第二个线性极化器的输出部分得以抵消。混合极化EAM的传输函数表示为：

$T_{\mathrm{Mixed}}\left(V\right)={|\cos \mathrm{\α}\cos \mathrm{\β}\sqrt{T_{\mathrm{TE}}\left(V\right)}+\sin \mathrm{\α}\sin \mathrm{\β}\sqrt{T_{\mathrm{TM}}\left(V\right)}|}^2---\left(1\right)$

在附录A中，我们给出了通过光检测后的光电流的理论表达式。从附录A的(A4)看出，由EAM非线性响应引起的三阶失真能够通过消除与光电流的

成正比的IMD分量加以消除，其中V_RF是双频射频信号的电压幅度，当如下条件

$\frac{{\∂}^3{T}_{\mathrm{Mixed}}}{{{\∂V}_b}^3}={\cos }^2\mathrm{\α}{\cos }^2\mathrm{\β}\frac{{\∂}^2{T}_{\mathrm{TE}}}{{{\∂V}_b}^3}$

$+2\sin \mathrm{\α}\sin \mathrm{\β}\cos \mathrm{\α}\cos \mathrm{\β}\frac{{\∂}^3\sqrt{T_{\mathrm{TE}}{T}_{\mathrm{TM}}}}{{{\∂V}_b}^3}---\left(2\right)$

$+{\sin }^2\mathrm{\α}{\sin }^2\mathrm{\β}\frac{{\∂}^3{T}_{\mathrm{TM}}}{\∂{V_b}^3}$

$=0,$

成立，其中V_b是加到EAM上的反向偏置电压。能够看出(2)有许多解。

$\tan \mathrm{\α}\tan \mathrm{\β}=u$

$=\{-\frac{{\∂}^3{T}_{\mathrm{TEM}}}{\∂{V_b}^3}\±\sqrt{{\left(\frac{{\∂}^3\sqrt{T_{\mathrm{TE}}{T}_{\mathrm{TM}}}}{{{\∂V}_b}^3}\right)}^2-\frac{{\∂}^3{T}_{\mathrm{TE}}}{{{\∂V}_b}^3}\frac{{\∂}^3{T}_{\mathrm{TM}}}{\∂{V_b}^3}}\}/\frac{{\∂}^3{T}_{\mathrm{TM}}}{{{\∂V}_b}^3}---\left(3\right)$

当且仅当

因此选出使得与光电流中V_RF成正比的射频载波最大化的解是最理想的。这就得到

对于典型的极化相关EAM，就像在实验中我们用到的一样，极化角度α和β计算出来是有关反向偏置电压V_b的函数。从(2)注意到，三阶非线性的压缩并不取决于单独的调制电压，而是仅仅取决于反向偏置电压和极化角度。

现在导出当采用混合极化EAM时，RoF系统SFDR的表达式。IMD输出功率包含剩余IMD分量以及它们的高阶分量。我们利用(A4)得到光电流

其中

是光检测器的响应率，G是射频放大器的增益，L是链路的射频损耗。射频载波和3IMD输出功率分别表示为：

和

其中：

${\mathrm{\χ}}_n=\frac{{\∂}^n{T}_{\mathrm{Mixed}}}{{{\∂V}_b}^n}$

$=\frac{{\cos }^2(\mathrm{\β}-\mathrm{sgn}\left(u\right)\mathrm{\α})}{{(1+|u\left|\right)}^2}(\frac{{\∂}^n{T}_{\mathrm{TE}}}{{{\∂V}_b}^n}+2u\frac{{\∂}^n\sqrt{T_{\mathrm{TE}}{T}_{\mathrm{TM}}}}{{{\∂V}_b}^n}+u^2\frac{{\∂}^n{T}_{\mathrm{TM}}}{{{\∂V}_b}^n})---\left(5\right)$

对于n＝1，3，和5.R_L是接收机负载，P_in是EAM的光输入功率。对于TE和TM极化EAM，射频载波以及三阶交调失真3IMD的输出功率分别计算为：

和

为了得到SFDR的表达式，我们必须通过解方程P_3IMD＝N₀得到V_RF，其中N₀是接收机噪底功率，同时将V_RF带入P_RF得到射频载波功率，然后将射频载波功率除以噪底功率N₀得到SFDR。混合极化EAM和X(TE/TM)极化EAM分别计算为：

和

我们令β＝sgn(u)α+Δφ，通过计算SFDR与Δφ的关系来理解角度对于理想角度失谐Δφ的影响。将(5)带入(7a)得到采用混合极化EAM的SFDR，同时考虑到Δφ和V_b影响，SFDR表示为：

图4表示了理论上SFDR与角度失谐以及反向偏置电压的关系，对于混合极化EAM利用式(8)，对于TE和TM极化EAM利用式(7b)。在图4-a中，我们把偏置电压设置为V_b＝1.45V，并且变化角度与理想角度β＝α＝22.77°之间的偏差。在图4-b中，我们把角度偏差设为Δφ＝0，让偏置电压V_b变化。对于两幅图，我们采用与第III和IV部分的仿真和实验分析相同的参数设置。从图4看出SFDR在Δφ＝0和V_b＝1.45V时出现峰值。混合极化EAM带来了SFDR的改善，当角度与最优角度的偏差在-65°＜Δφ＜65°范围，并且反向偏置电压小于3.4V时，混合极化EAM带来SFDR的改善。当角度偏差和反向偏置电压分别在-32°＜Δφ＜32°(±40％of 22.77°)和07＜V_b＜21(±50％of1.45V)范围内时，SFDR具有较小灵敏度(小于2dB)，并且SFDR的改善超过11dB。这表明采用混合极化EAM的系统性能，在某种程度上对于极化角度偏差和偏置电压漂移具有鲁棒性。

附录A

在本附录中，我们分析了采用混合极化EAM的RoF系统的光检测电流。我们采用双频射频信号驱动EAM。EAM的电压表示为V(t)＝V_RF[cos(Ω₁t)+cos(Ω₂t)]-V_b，其中Ω₁和Ω₂是信号的角频率，V_b是反向偏置电压。第一个线性极化器输出后进入EAM的电场表示为

其中P_in是EAM的输入光功率。

EAM输出的总电场表示为：

${\stackrel{\‾}{E}}_{\mathrm{out},\mathrm{\α}}\left(t\right)=\sqrt{2P_{\mathrm{in}}}[\hat{z}\cos \left(\mathrm{\α}\right)\sqrt{T_{\mathrm{TE}}\left(V\left(t\right)\right)}+\hat{x}\sin \left(\mathrm{\α}\right)\sqrt{T_{\mathrm{TM}}\left(V\left(t\right)\right)}]e^{\mathrm{j\ωt}}---\left(A1\right)$

在第二个角度与z-轴夹角为的β线性极化器后，输出的电场分量表示为：

$E_{\mathrm{out},\mathrm{\β}}\left(t\right)=\sqrt{2P_{\mathrm{in}}}\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\α}\right)\cos \left(\mathrm{\β}\right)\sqrt{T_{\mathrm{TE}}\left(V\left(t\right)\right)}\\ +\sin \left(\mathrm{\α}\right)\sin \left(\mathrm{\β}\right)\sqrt{T_{\mathrm{TM}}\left(V\left(t\right)\right)}\end{array}\right]e^{\mathrm{j\ωt}}---\left(A3\right)$

射频光电流为：

其中：

是光检测器的响应率，G是射频放大器的增益，L是链路的射频损耗。

$A_1={\mathrm{\χ}}_1{V}_{\mathrm{RF}}+\frac{9}{4}{\mathrm{\χ}}_3{V}_{\mathrm{RF}}^3+O\left(V_{\mathrm{RF}}^5\right)$

$A_3=\frac{3}{4}{\mathrm{\χ}}_3{V}_{\mathrm{RF}}^3+\frac{25}{8}{\mathrm{\χ}}_5{V}_{\mathrm{RF}}^5+O\left(V_{\mathrm{RF}}^7\right)$

${\mathrm{\χ}}_n={\cos }^2\mathrm{\α}{\cos }^2\mathrm{\β}\frac{{\∂}^n{T}_{\mathrm{TE}}}{\∂{V_b}^n}$

其中： $+2\sin \mathrm{\α}\sin \mathrm{\β}\cos \mathrm{\α}\cos \mathrm{\β}\frac{{\∂}^n\sqrt{T_{\mathrm{TE}}{T}_{\mathrm{TM}}}}{{{\∂V}_b}^n},$ n＝1，3和5。

$+{\sin }^2\mathrm{\α}{\sin }^2\mathrm{\β}\frac{{\∂}^n{T}_{\mathrm{TM}}}{{{\∂V}_b}^n}$

三阶非线性得到完全抑制的条件取决于反向偏置电压，在(2)中给出。

OFDM UWB信号的三阶互调失真与载波功率比和邻道功率比：

宽带信号如OFDM UWB信号与双频射频信号不太一样，因为它包含许多OFDM副载波和复杂的随机信号。具有大带宽的UWB信号由于非线性，能够产生较大范围的潜在窄带干扰。带内和附近的带外干扰会引起衰落。带外功率泄漏会干扰邻近信道。邻近信道产生的干扰用ACPR来表示，通常定义为邻近频带泄漏的功率与主信号在频带内的功率之比。3IMD与载波功率比和ACPR表示为如下解析形式(见附录B)：

$3\mathrm{IMD}/C=(\frac{1}{12}{K}_3{\mathrm{\σ}}_U^4+\frac{11}{5\×2^7}{K}_5{\mathrm{\σ}}_U^8)/K_1---\left(9a\right)$

$\mathrm{ACPR}=(\frac{1}{3\×2^3}{K}_3{\mathrm{\σ}}_U^4+\frac{13}{15\×2^6}{K}_5{\mathrm{\σ}}_U^8)/K_1---\left(9b\right)$

$\mathrm{where}{K}_1={|{\mathrm{\χ}}_1+\frac{1}{2^2}{\mathrm{\χ}}_3{\mathrm{\σ}}_U^2+\frac{1}{2^5}{\mathrm{\χ}}_5{\mathrm{\σ}}_U^4|}^2,$ $K_3=2{|\frac{1}{2^3}{\mathrm{\χ}}_3+\frac{1}{2^5}{\mathrm{\χ}}_5{\mathrm{\σ}}_U^2|}^2$ and $K_5=\frac{1}{3}{\left|\frac{1}{2^5}{\mathrm{\χ}}_5\right|}^2,$

是超宽带信号U(t)当负载为1Ω并且x_n，n＝1，3，和5，由(5)给出。对于TE，TM和混合极化EAM，极化角度分别设置为α＝β＝0，90°，and 22.77°。超宽带输入(调制)功率P_UWB定义为

当负载为50Ω时。

计算的ACPR和3IMD/C与输入功率P_UWB的关系如图5-a和图5-b所示。结果表明：当UWB输入功率小于15dBm时，TE和混合极化EAM的ACPR低于规定的值-20dBc，TM EAM的ACPR低于10.5dBm；当UWB输入功率为6.5dBm时，TM，TE和混合极化EAM的ACPR分别是～-26.3，-42.9和-57.7dBc。通过采用混合极化EAM，ACPR分别比采用TE和TM极化EAM减小了超过～14.8and 31.4dB。如图5-b所示，TM，TE和混合极化EAM的3IMD同样压缩到载波的～23.2，39.9and 54.8dB以下。通过采用混合极化，3IMD/C和TE与TM极化EAM相比，分别减小了超过14.9and 31.6dB。

附录B

在本附录，我们将给出OFDM UWB信号ACPR和3IMD与载波之比的解析表达式。我们考虑宽带信号，例如OFDM UWB，表示为：

$s\left(t\right)=r\left(t\right)\cos [{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t+\mathrm{\θ}\left(t\right)]=\mathrm{Re}\left[U\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}\right]---\left(B1\right)$

其中：r(t)和θ(t)分别是幅度和相位调制，是基带信号U(t)＝r(t)e^jθ(t)的复包络。接收信号表达为EAM传输函数T_Mixed的5阶泰勒级数的扩展

其中：x_n，n＝1，3，和5，由(5)给出。

将(B1)代入(B2)，只保留载波频率ω_RF(2l-n＝±1)的项，接收到的载波频率ω_RF的UWB信号的复数包络表示为

它的功率谱密度表示为

其中S_U(f)是信号U(t)的功率谱密度， $S_3\left(f\right)=S_U\left(f\right)\⊗S_U\left(f\right)\⊗S_U(-f),$ $S_5\left(f\right)=S_U\left(f\right)\⊗S_U\left(f\right)\⊗S_U\left(f\right)\⊗S_U(-f)\⊗S_U(-f),$ 系数K_n，n＝1，3，和5表示为

$K_1={|{\mathrm{\χ}}_1+\frac{1}{2^2}{\mathrm{\χ}}_3{\mathrm{\σ}}_U^2+\frac{1}{2^5}{\mathrm{\χ}}_5{\mathrm{\σ}}_U^4|}^2,---\left(B3a\right)$

$K_3=2{|\frac{1}{2^3}{\mathrm{\χ}}_3+\frac{1}{2^5}{\mathrm{\χ}}_5{\mathrm{\σ}}_U^2|}^2,---\left(B3b\right)$

和 $K_5=\frac{1}{3}{\left|\frac{1}{2^5}{\mathrm{\χ}}_5\right|}^2,---\left(B3c\right)$

其中：是负载为1Ω的UWB信号U(t)的平均功率。

假设输入的OFDM UWB信号U(t)具有矩形的频谱形状：

$S_U\left(f\right)=\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\σ}}_U^2/\left(2B\right),\left|f\right|\≤B\\ 0,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(B4\right)$

然后3IMD与载波之比和ACPR表示为：

$3\mathrm{IMD}/C=\frac{K_3{\∫}_{-B}^B{S}_3\left(f\right)\mathrm{df}+K_5{\∫}_{-B}^B{S}_5\left(f\right)\mathrm{df}}{K_1{\∫}_{-B}^B{S}_U\left(f\right)\mathrm{df}}---\left(B5a\right)$

$=(\frac{1}{12}{K}_3{\mathrm{\σ}}_U^4+\frac{11}{5\×2^7}{K}_5{\mathrm{\σ}}_U^8)/K_1$

和 $\mathrm{ACPR}=\frac{2K_3{\∫}_B^{3B}{S}_3\left(f\right)\mathrm{df}+2K_5{\∫}_B^{3B}{S}_5\left(f\right)\mathrm{df}}{K_1{\∫}_{-B}^B{S}_z\left(f\right)\mathrm{df}}---\left(B5b\right)$

$=(\frac{1}{3\×2^3}{K}_3{\mathrm{\σ}}_U^4+\frac{13}{15\×2^6}{K}_5{\mathrm{\σ}}_U^8)/K_1$

本发明的优点在于：

1、能抑制三阶非线性、二阶非线性失真，对于采用混合极化EAM的20km光纤传输RoF系统，SFDR有超过～12dB的改善；使用混合极化MZM的20km光纤传输，SFDR改善达～12dB。

2、通过OFDM UWB信号测试，采用混合极化EAM对EVM有3dB的改进，采用混合极化MZM对EVM有8.7dB的改进。

附图说明：

图1混合极化EAM结构图。

图2极化相关EAM在TE和TM条件下的测试和拟合特性。

图3混合极化EAM反向偏置电压与小信号最优极化角的理论关系。

图4-a当反向偏置电压为1.45V时理论上SFDR与角度失谐Δφ的关系；

图4-b采用TE，TM和混合极化EAM当Δφ＝0时理论上SFDR与反向偏置电压的关系。

图5-a、图5-b采用TE，TM和混合极化EAM时，计算得到的ACPR、3IMD/C与输入超宽带信号功率的关系。反向偏置电压是1.45V。

图6-a、图6-b分别表示背对背传输及20km单模光纤传输仿真得到的采用混合极化和TE/TM EAM RoF系统的无杂散动态范围。反向偏置电压为1.45V。

图7采用混合极化EAM的RoF系统实验设置。LNA：低噪声放大器，SMF：单模光纤，PC：极化控制器，LP：线性极化器。

图8-a、图8-b分别表示背对背传输及20km单模光纤传输采用TE，TM和混合极化EAM测量得到的归一化1Hz噪声带宽SFDR。反向偏置电压为1.45V。

图9OFDM UWB信号采用TE极化和混合极化EAM背对背传输的实验设置。

图10OFDM UWB信号采用TE极化和混合极化EAM背对背传输，测试的EVM和输入射频功率关系。反向偏置电压为1.45V。

图11-a是输入和接收的OFDM UWB信号测量的射频谱；图11-b是TE极化测量的射频谱，图11-c是混合极化EAM测量的射频谱。射频输入功率为6.5dBm。

具体实施方式：

如图1所示，采用双频射频信号驱动极化相关的EAM。EAM的偏置电压为1.45V。CW激光设置为1550.504nm，线宽为800KHz，光功率为6.8dBm，相对噪声强度(RIN)为-150dB/Hz。两个线性极化器的角度α和β设置为22.77°。光传输采用20km的SMF，衰减为0.2dB/km，色散为16ps/nm-km。光信号被响应率为0.62A/W，热噪声为10^-12A/√Hz的PIN光检测器检测到。仿真采用商用软件

VPI-TransmissionMaker 8.5，利用第II部分和第IV部分提取的EAM传输函数。考虑到传输频率为f₁＝3.96GHz和f₂＝3.964GHz的双频射频信号的光载波，为了和第IV部分实验分析的频率匹配。我们仿真了采用TE，TM和线性极化器角度最优设置为22.77°的混合极化EAM，通过20km SMF 6传输的RoF系统。产生的3IMDs，频率为2f₁-f₂＝3.956GHz和2f₂-f₁＝3.968GHz，与射频信号副载波频率相近，并且对它们不利。

为了表现采用混合极化EAM对三阶非线性的压缩比TE/TM极化EAM更好，我们比较了采用TE，TM和混合极化EAM的RoF系统的SFDR，如图6-a和图6-b所示，采用背对背和20km的SMF 6进行传输。从图6-a和图6-b看出，采用混合极化EAM的RoF系统的非线性失真被限制在5阶(从3IMD功率的斜率看出)。但是对于TE或者TM极化EAM，图6-a和图6-b所示只有3阶的限制。这表明采用混合极化EAM的三阶非线性失真得到消除。图6-a和图6-b表明，采用混合极化EAM通过背对背20km光纤传输的SFDR得到了12.5dB和11.5dB的改善。这和我们采用(7b)和(8)理论分析的结果13.4dB和12.3dB吻合。

双频信号测试：

图7表示了用于验证概念的实验设置。两个射频综合器用来产生频率分别为f₁＝3.96GHz和f₂＝3.964GHz，具有相等射频功率的信号。混合的射频信号通过增益为26dB的低噪声放大器(LNA)放大，然后驱动EAM，低噪声放大器(LNA)的噪声系数为2.6dB，1-dB压缩点为1dBm。光检测到的信号通过另外一个增益为26dB的LNA放大。两个综合器输出的射频功率在-27到-4dBm之间变化，保证LNA工作在线性区域。输入到EAM的每一个频率的射频功率在-5.5到17.5dBm间变化。可调激光器发射光功率为6.8dBm，波长为1550.504nm的线性极化光。一个极化控制器(PC)用来手动调节输入到EAM的光波的极化角度α。另外一个线性极化器(LP)用来手动调节EAM输出光波的极化角。频谱分析仪(RSA)用来监测输出射频信号。其他的射频链路损耗(LP，PC，光学和射频联接)是6.29dB。

表1列出了图7所示设置的物理参数。

表1实验物理参数

图8表示了采用TE，TM和混合极化EAM测量得到的SFDR。能够看到采用混合极化EAM，通过背对背以及20km光纤传输，SFDR的改善为～8.1和9.5dB，和理论预测和仿真结果比较吻合。注意到，背对背和20km光纤传输，对于混合极化EAM，和TE极化EAM相比，射频插入损耗为7-和4-dB。这是因为线性极化器和极化控制器引入的光损耗，以及手动调节极化角度的不精确性，造成的实验和预测结果之间的差异。7-和4-dB的射频插入损耗使得SFDR降低了5.6和3.2dB，分别对应于背对背和20km光纤传输仿真和测量结果之间5.3(13.4-8.1dB)和3dB(12.5-9.5dB)的差异。因此，理论、仿真和实验之间SFDR吻合。

OFDM UWB信号测试：

如图9所示，我们采用OFDM UWB信号来衡量采用混合极化EAM对线性化的改善。一个市场上购买的OFDM超宽带无线信号产生器在3.96GHz生成一个WiMedia标准信号。OFDM UWB信号由带宽为528MHz，采用正交相移键控(QPSK)比特率为200Mb/s的128个副载波组成。EAM的反向偏置电压为1.45V，超宽带输入功率不断改变，通过高速实时示波器测量接收到的OFDM UWB信号的误差向量幅度(EVM)。测量的EVM与OFDM UWB输入射频功率的关系如图10所示，图中采用TE极化和混合极化EAM的背对背系统。在光滤波之前，光放大器用来补偿光损耗，并且保持光检测器接收到的光功率恒定在2dBm。能够看出当射频输入功率降到0dBm时，EVM没有改善。因为在较低射频输入功率，系统被信号放大自发射(ASE-amplified spontaneous emission)拍频噪声所限制，而不是非线性。采用混合极化的信号放大自发射拍频噪声更高，这是因为光损耗增加了光放大器放大自发射噪底。

在射频输入功率6.5dBm时，如图10所示混合极化对EVM的改善超过3dB。这是因为采用混合极化EAM对三阶非线性的压缩，正如第II部分所预测。这能够从改进的星座图图10以及接收到UWB信号的ACPR减少(如图11-b和图6-c)中明显看出。实际测量的ACPR比第II节计算的高。主要因为用于产生OFDM UWB信号的滤波器的有限滤波特性(见图6-a)。滤波器的有限滤波效应会对互调功率增加额外的带外分量。

我们通过理论、仿真和实验全面研究了混合极化EAM对互调失真的抑制。能够看出互调失真分量得到了很好的抑制。采用混合极化EAM对三阶互调失真的压缩与调制电压无关，仅仅取决于反向偏置电压。对于采用混合极化EAM的背对背和20km光纤传输RoF系统，理论和仿真分别预测出SFDR有超过12.5和11.5dB的改善。另外，采用混合极化EAM的RoF系统性能的改善对极化器角度失谐和偏置电压漂移具有很好的鲁棒性。理论上给出了光纤系统OFDM UWB信号的ACPR和三阶互调失真与载波功率比，预测了采用混合极化EAM对系统性能的极大改善。

我们从实验上验证了混合极化调制技术。采用手动调节极化角度和光器件的背对背和20km光纤传输的SFDR改善分别为～8.1and 9.5dB，结果与理论和仿真吻合。另外，通过OFDM UWB信号测试，采用混合极化EAM对EVM有3dB的改进。

Claims (1)

1.一种改进光纤无线电链路性能的方法，利用混合极化电吸收调制器(EAM)或混合极化MZM对光纤无线电(RoF)链路的性能进行改进，其特征在于：混合极化电吸收调制器(EAM)或混合极化MZM，它由一个角度为α的线性极化器，一个EAM或MZM以及第二个角度为β的线性极化器构成；两个线性极化器分别放在EAM或MZM前后端；α和β的值与调制器的特性有关。

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