CN102904455B - 一种能量回馈的高压变频器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种能量回馈的高压变频器装置及其控制方法。该方法根据矢量变换控制原理，将每相串联的功率单元分为两种类型。在电机制动时，其中一种类型的功率单元吸收电机输出的有功功率并回馈给电网，称为再生单元。另一种类型的功率单元为电机励磁提供所需的无功功率，称为非再生单元。本发明特征在于：利用矢量变换控制原理，在变频拖动系统制动时，不同类型的功率单元分别吸收有功功率和输出无功功率，不仅能提供所需的制动转矩，还能维持直流母线电压稳定，简化了主电路结构，提高了系统效率。

Description

一种能量回馈的高压变频器的控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，更具体的涉及一种能量回馈的高压变频器装置及其控制方法。具有简化变频器的结构、提高效率和降低变频器制造成本的优点。 

背景技术

大功率单元串联式高压变频器一般采用如下结构： 

每一个功率单元包含由二极管组成的三相不控整流桥、滤波电容器组、由IGBT组成的单相H桥逆变器以及控制电路。每一相的多个功率单元相串联，可得到三相输出的高电压。每一个功率单元的三相不控整流桥与电源变压器的一组二次侧绕组相联。为了减小电源变压器一次侧的电流谐波，各组二次侧绕组输出线电压相互相差一个电角度，即电源变压器为移相电源变压器。为了减小高压变频器输出的电压谐波，每个功率单元中的H桥逆变器采用载波移相控制。 

这种变频器可以使高压大功率电机在很宽的范围内实现平滑调速，其缺点是不可能实现大功率的再生制动。H桥逆变器电路及滤波电容器组只能消耗很少的再生功率，因此在制动时必须限制再生功率，避免直流侧母线电压过高。 

采用下述方法可提高再生制动的功率： 

1.在直流母线上增加开关和制动电阻，在电动状态时，开关断开，不参与能量交换。在制动状态时，开关受控“通”和“断”，使再生能量消耗在电阻上，直流母线电压能保持在一定范围内。这种方法浪费了能量，降低了变频器的效率，参考图4. 

2.将每相的所有功单元中由二极管组成的三相不控整流桥改为由IGBT组成的双PWM整流桥，参考图2。在电动状态下，双PWM整流桥工作在整流状态，通过H桥逆变器为电机提供能量。在制动状态下，双PWM整流桥工作在逆变状态，吸收电机的再生能量并反馈到电源。 

实际上，这种结构的变频器的所有功率单元都是再生功率单元，都能吸收再生能量。在不需要满载制动的情况下，这种方法增加了变频器结构复杂性及制造成本。 

在高压变频器的许多应用中，并不是在所有的制动工况下都要求提供满载制动功率，例如矿井提升机在制动时，由于有配重的平衡作用，制动容量通常不到满载容量的10％。 

因此，有必要设计一种能量回馈的高压变频器装置及其控制方法，并适用于需要吸收不同回馈能量的多种工况。 

发明内容

本发明的目的在于提出了一种能量回馈的高压变频器装置。实现了单元串联高压变频器能适用于吸收不同回馈能量的运行工况，并简化变频器的结构、提高效率和降低变频器的制造成 本。 

为实现上述目的，采用如下技术方案： 

一种能量回馈的高压变频器装置，包括移相变压器、第一再生功率单元，第二再生功率单元，第三再生功率单元，第一非再生功率单元，第二非再生功率单元，第三非再生功率单元，第四非再生功率单元，第五非再生功率单元，第六非再生功率单元，其特征在于： 

移相变压器设有一次绕组一组，接成星形或角形。设有二次绕组九组，分为三部分：第一二次绕组、第二二次绕组、第三二次绕组组成第一部分；第四二次绕组、第五二次绕组、第六二次绕组组成第二部分；第七二次绕组、第八二次绕组、第九二次绕组组成第三部分，每部分中三组二次绕组对应的线电压依次相差的电角度为20电角度； 

一次绕组与三相电源相连接； 

第一二次绕组的三个输出端与第一再生功率单元的三个输入端相连接；第二二次绕组的三个输出端与第二再生功率单元的三个输入端相连接；第三二次绕组的三个输出端与第三再生功率单元的三个输入端相连接； 

第四二次绕组的三个输出端与第一非再生功率单元的三个输入端相连接；第五二次绕组的三个输出端与第二非再生功率单元的三个输入端相连接；第六二次绕组的三个输出端与第三非再生功率单元的三个输入端相连接； 

第七二次绕组的三个输出端与第四非再生功率单元的三个输入端相连接；第八二次绕组的三个输出端与第五非再生功率单元的三个输入端相连接；第九二次绕组的三个输出端与第六非再生功率单元的三个输入端相连接； 

每个再生功率单元和每个非再生功率单元的H桥逆变器都有两个交流输出端，第一再生功率单元及第一非再生功率单元和第四非再生功率单元的交流输出端依次串联，组成高压变频器交流输出的一相；第二再生功率单元及第二非再生功率单元和第五非再生功率单元的交流输出端依次串联，第三再生功率单元及第三非再生功率单元和第六非再生功率单元的交流输出端依次串联，组成高压变频器交流输出的另外两相；每相的一个对应端连接在一起，构成星形连接。每相的另一端与三相负载的一个输入端相连接，构成高压变频器三相交流输出端与三相交流负载三个输入端相连； 

第一再生功率单元、第二再生功率单元、第三再生功率单元分别属于三相，即每相包含有一个再生功率单元；第一再生功率单元、第二再生功率单元、第三再生功率单元结构相同，每个功率再生单元包括熔断器、IGBT构成的双向PWM变流器、直流滤波电容器、IGBT构成的H桥逆变器；双向PWM变流器的三个输入端经熔断器与移相变压器中对应的一组二次绕组相接连；双向PWM变流器的两个输出端与直流滤波电容器两端及H桥逆变器输入端并连； 

第一非再生功率单元、第二非再生功率单元、第三非再生功率单元及第四非再生功率单元、第五非再生功率单元、第六非再生单元分别属于三相，即每相包含两个非再生功率单元；其中，第一非再生功率单元和第四非再生功率单元属于一相；第二非再生功率单元和第五非再生功率单元属于一相；第三非再生功率单元和第六非再生功率单元属于一相； 

第一非再生功率单元、第二非再生功率单元、第三非再生功率单元、第四非再生功率单元、第五非再生功率单元、第六非再生单元结构相同，每个非再生功率单元包括熔断器、二极管构成的三相整流桥、直流滤波电容器、H桥逆变器；三相整流桥的三个输入端经熔断器与移相变压器中对应的一组二次绕组相连，三相整流桥的两个输出端与直流滤波电容器两端及H桥逆变器输入端并连； 

每一相再生功率单元个数小于每一相再生功率单元个数与非再生功率单元个数之和。 

本发明的另一目的在于提出了一种能量回馈的高压变频器的控制方法。 

为实现上述目的，采用如下技术方案： 

一种能量回馈的高压变频器的控制方法，其步骤如下： 

A、通过现有的传统电机工况判断电路，检测电机端电压相位和电机相电流相位；当电机电压相位超前电机电流相位的电角度大于90度时，电机处于再生运行状态，程序转移到步骤F。 当电机电压相位超前电机电流相位的电角度小于90度时，电机处于电动运行状态，程序控制高压变频器所有功率单元工作模式相同，再生功率单元中的双PWM变流器和非再生功率单元的二极管构成的三相不可控整流桥都工作在整流状态； 

B、在电动状态下，程序控制再生单元和非再生率单元的输出的电压相同，提供相同的有功功率和无功功率给电机负载；程序根据运行工况，计算出再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器载波移相控制所需要的参考正弦波电压，然后，将参考正弦波与移相载波相比较，得到触发所有H桥逆变器的PWM波； 

C、进行载波移相PWM控制，在同一相再生功率单元和非再生功率单元的参考正弦波电压完全相同的情况下，将同相功率单元的载波相位依次移动一个电角度，这个电角度等于180电角度/每相功率单元数； 

D、对于三相同一位置的三个单元，其参考正弦波电压依次相差120电角度； 

E、通过现有的传统数字比较器将各个功率单元的参考正弦波与移相三角载波相比较，得到PWM脉冲串，脉冲串的宽度依赖于参考正弦波的瞬时值；当参考正弦波的瞬时值大于移相三角载波的瞬时值时，比较器输出高电平，反之，比较器输出低点平；用这些“高”及“低”电平信号去触发H桥逆变器中IGBT的“导通”及“关断”；当左桥臂的上IGBT与右桥臂的下IGBT导通时， 逆变器输出电压等于正的直流母线电压；当右桥臂的上IGBT与左桥臂的下IGBT导通时，逆变器输出电压等于负的直流母线电压；当左、右桥臂的上IGBT同时导通或左、右桥臂的下IGBT同时导通时，逆变器输出电压为零； 

F、在步骤1中，当检测到电机电压相位超前电机电流相位的电角度大于90度时，电机处于再生运行状态，程序控制高压变频器中的再生功率电源吸收电机的能量并回馈给电源，同时控制非再生功率单元，提供电机励磁所需的无功功率； 

G、在再生运行状态时，控制系统控制再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压相位相差90电角度，使得再生功率单元H桥逆变器输出电压的相位与电流相位相反，而非再生功率单元H桥逆变器输出电压的相位超前与电流相位90电角度； 

H、由程序控制，利用矢量控制原理进行座标变换，将电机电压矢量U1的位置定位为d-q坐标系中的q轴，滞后90电角度的位置为d轴，则电流的励磁分量、转矩分量以及再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压矢量均可确定；再将d-q坐标系中的再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压矢量转换为a-b-c三相坐标系下的矢量，就得到了再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器载波移相控制所需要的参考正弦波电压，程序再控制转移到步骤E。 

本发明的工作原理为： 

将高压变频器每相串联的功率单元分为再生单元和非再生单元两类。在电动状态下运行时，再生单元和非再生率单元的工作模式相同，输出的电压相同，提供相同的有功功率和无功功率给负载。在再生状态下运行时，再生功率单元的输出电压的相位与电流的相位相反，吸收制动时的有功功率，并通过IGBT构成的双向PWM变流器传送到电源。而非再生功率单元的输出电压相位超前电流的相位90电角度，只给制动时的电机提供感性无功率，不吸收制动时的有功功率。 

每个再生功率单元包括熔断器、IGBT构成的双向PWM变流器、直流滤波电容器、IGBT构成的H桥逆变器。双向PWM变流器的三个输入端经熔断器与移相变压器的一组二次绕组相联，其两个输出端与直流滤波电容器两端及H桥逆变器两输入端并联，参考图2.每个非再生功率单元包括熔断器、二极管构成的三相不可控整流桥、直流滤波电容器、IGBT构成的H桥逆变器。不可控整流桥的三个输入端经熔断器与移相变压器的一组二次绕组相联。其其两个输出端与直流滤波电容器两端及H桥逆变器两输入端并联，参考图3. 

再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器都采用载波移相控制，所需要的参考正弦波由控制电路产生。控制电路检测出电机的运行工况，根据检测结果，判断电机是在电动状态还是在再生状态。在电动状态下，计算出再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器载波移相控制所需要的参考正弦波电压。 在电动状态下，再生功率单元和非再生功率单元所需的参考正弦波电压相同，并且再生功率单元中的双向PWM变流器工作在整流状态。在制动状态下，根据检测结果，分别计算出再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器载波移相控制所需要的参考正弦波电压。其中再生功率单元所需的参考正弦波电压的相位与电流相位相反，吸收有功功率。再生功率单元中的双向PWM变流器工作在逆变状态，将吸收的有功功率回馈到电源。非再生功率单元所需的参考正弦波电压的相位超前电流相位90电角度，为负载提供感性无功功率。再生功率单元中的双PWM变流器的控制方法属已有技术。 

与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果： 

实现了单元串联高压变频器能适用于吸收不同回馈能量的运行工况，并简化变频器的结构、提高了效率和降低变频器的制造成本。 

附图说明

图1为单元串联式高压变频器结构示意图 

图2为再生功率单元结构示意图 

图3为非再生功率单元结构示意图 

图4为直流母线上有制动电阻的功率单元结构示意图 

图5为制动状态下电压电流矢量图 

图6为制动状态下坐标变换矢量图 

其中：1-第一再生功率单元，2-第二再生功率单元，3-第 三再生功率单元，4-第一非再生功率单元，5-第二非再生功率单元，6-第三非再生功率单元，7-第四非再生功率单元，8-第五非再生功率单元，9-第六非再生功率单元，10-移相变压器，11-第一熔断器，12-IGBT构成的双向PWM变流器，13-直流滤波电容器，14-IGBT构成的H桥逆变器，15-第二熔断器，16-二极管构成的三相整流桥，17-直流滤波电容器，18-H桥逆变器，19-开关，20-制动电阻，101-第一二次绕组，102-第二二次绕组，103-第三二次绕组，104-第四二次绕组，105-第五二次绕组，106-第六二次绕组，107-第七二次绕组，108-第八二次绕组，109-第九二次绕组。 

具体实施方式

一种能量回馈的高压变频器装置，包括移相变压器10、第一再生功率单元1，第二再生功率单元2，第三再生功率单元3，第一非再生功率单元4，第二非再生功率单元5，第三非再生功率单元6，第四非再生功率单元7，第五非再生功率单元8，第六非再生功率单元9，其特征在于： 

移相变压器10设有一次绕组100一组，接成星形或角形，设有二次绕组九组，分为三部分：第一二次绕组101、第二二次绕组102、第三二次绕组103组成第一部分；第四二次绕组104、第五二次绕组105、第六二次绕组106组成第二部分；第七二次绕组107、第八二次绕组108、第九二次绕组109组成第三部分，每部分中三组二次绕组对应的线电压依次相差的电角度为20电 角度。 

一次绕组100与三相电源相连接； 

第一二次绕组101的三个输出端与第一再生功率单元1的三个输入端相连接；第二二次绕组102的三个输出端与第二再生功率单元2的三个输入端相连接；第三二次绕组103的三个输出端与第三再生功率单元3的三个输入端相连接； 

第四二次绕组104的三个输出端与第一非再生功率单元4的三个输入端相连接；第五二次绕组105的三个输出端与第二非再生功率单元5的三个输入端相连接；第六二次绕组106的三个输出端与第三非再生功率单元6的三个输入端相连接； 

第七二次绕组107的三个输出端与第四非再生功率单元7的三个输入端相连接；第八二次绕组108的三个输出端与第五非再生功率单元8的三个输入端相连接；第九二次绕组109的三个输出端与第六非再生功率单元9的三个输入端相连接； 

每个再生功率单元和每个非再生功率单元的H桥逆变器都有两个交流输出端，第一再生功率单元1及第一非再生功率单元4和第四非再生功率单元7的交流输出端依次串联，组成高压变频器交流输出的一相；第二再生功率单元2及第二非再生功率单元5和第五非再生功率单元8的交流输出端依次串联，第三再生功率单元3及第三非再生功率单元6和第六非再生功率单元9的交流输出端依次串联，组成高压变频器交流输出的另外两相；每相的一个对应端连接在一起，构成星形连接，每相的另一端与三 相负载的一个输入端相连接，构成高压变频器三相交流输出端与三相交流负载三个输入端相连； 

第一再生功率单元1、第二再生功率单元2、第三再生功率单元3分别属于三相，即每相包含有一个再生功率单元；第一再生功率单元1、第二再生功率单元2、第三再生功率单元3结构相同，每个功率再生单元包括熔断器11、IGBT构成的双向PWM变流器12、直流滤波电容器13、IGBT构成的H桥逆变器14；双向PWM变流器12的三个输入端经熔断器11与移相变压器10中对应的一组二次绕组相接连；双向PWM变流器12的两个输出端与直流滤波电容器13两端及H桥逆变器14输入端并连； 

第一非再生功率单元4、第二非再生功率单元5、第三非再生功率单元6及第四非再生功率单元7、第五非再生功率单元8、第六非再生单元9分别属于三相，即每相包含两个非再生功率单元；其中，第一非再生功率单元4和第四非再生功率单元7属于一相；第二非再生功率单元5和第五非再生功率单元8属于一相；第三非再生功率单元6和第六非再生功率单元9属于一相； 

第一非再生功率单元4、第二非再生功率单元5、第三非再生功率单元6、第四非再生功率单元7、第五非再生功率单元8、第六非再生单元9结构相同，每个非再生功率单元包括熔断器15、二极管构成的三相整流桥16、直流滤波电容器17、H桥逆变器18；三相整流桥16的三个输入端经熔断器15与移相变压 器10中对应的一组二次绕组相连，三相整流桥16的两个输出端与直流滤波电容器17两端及H桥逆变器18输入端并连； 

每一相再生功率单元个数小于每一相再生功率单元个数与非再生功率单元个数之和。 

一种能量回馈的高压变频器的控制方法，其步骤如下： 

A、通过现有的传统电机工况判断电路，检测电机端电压相位和电机相电流相位。当电机电压相位超前电机电流相位的电角度大于90度时，电机处于再生运行状态，程序转移到步骤F，当电机电压相位超前电机电流相位的电角度小于90度时，电机处于电动运行状态，程序控制高压变频器所有功率单元工作模式相同，再生功率单元中的双PWM变流器和非再生功率单元的二极管构成的三相不可控整流桥都工作在整流状态； 

B、在电动状态下，程序控制再生单元和非再生率单元的输出的电压相同，提供相同的有功功率和无功功率给电机负载；程序根据运行工况，计算出再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器载波移相控制所需要的参考正弦波电压，然后，将参考正弦波与移相载波相比较，得到触发所有H桥逆变器的PWM波； 

C、进行载波移相PWM控制，在同一相再生功率单元和非再生功率单元的参考正弦波电压完全相同的情况下，将同相功率单元的载波相位依次移动一个电角度，这个电角度等于180电角度/每相功率单元数； 

D、对于三相同一位置的三个单元，其参考正弦波电压依次相差120电角度； 

E、通过现有的传统数字比较器将各个功率单元的参考正弦波与移相三角载波相比较，得到PWM脉冲串，脉冲串的宽度依赖于参考正弦波的瞬时值；当参考正弦波的瞬时值大于移相三角载波的瞬时值时，比较器输出高电平，反之，比较器输出低点平；用这些“高”及“低”电平信号去触发H桥逆变器中IGBT的“导通”及“关断”；当左桥臂的上IGBT与右桥臂的下IGBT导通时，逆变器输出电压等于正的直流母线电压；当右桥臂的上IGBT与左桥臂的下IGBT导通时，逆变器输出电压等于负的直流母线电压；当左、右桥臂的上IGBT同时导通或左、右桥臂的下IGBT同时导通时，逆变器输出电压为零； 

F、在步骤1中，当检测到电机电压相位超前电机电流相位的电角度大于90度时，电机处于再生运行状态，程序控制高压变频器中的再生功率电源吸收电机的能量并回馈给电源，同时控制非再生功率单元，提供电机励磁所需的无功功率； 

G、在再生运行状态时，控制系统控制再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压相位相差90电角度，使得再生功率单元H桥逆变器输出电压的相位与电流相位相反，而非再生功率单元H桥逆变器输出电压的相位超前与电流相位90电角度； 

H、由程序控制，利用矢量控制原理进行座标变换，将电机 电压矢量U1的位置定位为d-q坐标系中的q轴，滞后90电角度的位置为d轴，则电流的励磁分量、转矩分量以及再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压矢量均可确定。再将d-q坐标系中的再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压矢量转换为a-b-c三相坐标系下的矢量，就得到了再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器载波移相控制所需要的参考正弦波电压，程序再控制转移到步骤E。 

下面结合图5、图6详细说明本发明的具体实施方式： 

图5中， 为变频器的相电压， 为变频器的相电流， 为再生功率单元的电压， 为非再功率单元的电压。 

设K＝再生功率单元数/总的功率单元数。 

用标幺值表示时，额定相电压的标幺值 额定相电流的标幺值 $I_{\mathrm{in}}^{*}=1,$ 则在额定电动状态下运行时有 $U_{\mathrm{ZS}}^{*}=K$ 及 $U_{\mathrm{FZS}}^{*}=1-K.$ 以下物理量均用标幺值表示。 

在制动过程中，为了得到最大的制动转矩，应控制再生功率单元上的电压， 但随着电机转速不断下降，电机端电压也不断下降，为了得到最佳控制效果，在不同的速度范围内，变频器应输出不同的电压。 

再生功率单元和非再生功率单元输出电压的计算方法如下： 

1、制动时，再生功率单元输出的最高电压为 非再生功率单元输出的最高电压为 所以，变频器输出的最高相电压为 $U_1^{*}=\sqrt{1-2K+2K^2},$ 当 $U_1^{*}/f_1^{*}<1$ 时，电机处于弱磁运行。 

由图5可得到， $U_1^{*}=\sqrt{1-2K+2K^2}$

$U_{\mathrm{ZS}}^{*}=K$

$U_{\mathrm{FZS}}^{*}=1-K$

假定额定电压下空载励磁电流标幺值为 励磁电流与电压成正比，则有 由图5可得到： 

$I_{\mathrm{QS}}^{*}=\frac{K}{1-K}\&CenterDot;I_{\mathrm{DS}}^{*},$ $I_1^{*}=\sqrt{{I_{\mathrm{DS}}^{*}}^2+{I_{\mathrm{QS}}^{*}}^2},$ 电磁转矩 $T_{\mathrm{EM}}^{*}=U_1^{*}\&CenterDot;I_{\mathrm{QS}}^{*}.$

2、制动过程中，随着转速下降， 增加，当 时， 电机在额定磁通下运行，由图5可得到，当 时 $U_{\mathrm{ZS}}^{*}=K,$ $U_{\mathrm{FZS}}^{*}=\sqrt{{f_I^{*}}^2-K^2}$

$I_{\mathrm{QS}}^{*}=I_{\mathrm{DS}}^{*}\&CenterDot;\frac{K}{\sqrt{{f_1^{*}}^2-K^2}}$

式中，当 $f_I^{*}=f_1^{*}$ 时， $I_1^{*}=1$

3、随着转速下降， 继续增大，当 $f_I^{*}=f_1^{*}$ 时，使得 $I_1^{*}=1,$ 当 $f_1^{*}<f_I^{*}$  时，按图5可得到 $U_{\mathrm{ZS}}^{*}=K\&CenterDot;\frac{f_1^{*}}{f_I^{*}},$ $U_{\mathrm{FZS}}^{*}=\frac{f_1^{*}}{f_I^{*}}\&CenterDot;\sqrt{{f_I^{*}}^2-K^2},$

并且有 $U_1^{*}=f_1^{*},$ $I_1^{*}=1,$ $T_{\mathrm{EM}}^{*}=1.$

在计算出 及 以后，为了得到载波移相中的参考正弦波， 

还需作下述坐标变换， 

1.令 ${\stackrel{\&CenterDot;}{U}}_1={\stackrel{\&CenterDot;}{U}}_{\mathrm{s\&alpha;}}+j{\stackrel{\&CenterDot;}{U}}_{\mathrm{s\&beta;}}=U_{1m}\&angle;\mathrm{\&beta;}$

其中 $\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ U_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_a\\ U_b\\ U_c\end{array}\right]$

2. $\mathrm{tg\&beta;}=\frac{U_{\mathrm{s\&beta;}}}{U_{\mathrm{s\&alpha;}}}$

$\mathrm{tg\&gamma;}=\frac{I_{\mathrm{DS}}}{I_{\mathrm{QS}}}$

3.U_DSZS＝-xsinγ 

U_QSZS＝xcosγ 

U_DSFZS＝-(1-K)cosγ 

U_QSFZS＝(1-K)sinγ 

4.令ζ＝β-90°，则有 

上两式中，U_aZS、U_bZS、U_cZS以及U_aFZS、U_bFZS、U_cFZS即为再生功率单元和非再生功率各相的参考正弦波电压。 

Claims (1)

1.一种能量回馈的高压变频器的控制方法，其步骤如下：

A、通过现有的传统电机工况判断电路，检测电机端电压相位和电机相电流相位；当电机电压相位超前电机电流相位的电角度大于90度时，电机处于再生运行状态，程序转移到步骤F，当电机电压相位超前电机电流相位的电角度小于90度时，电机处于电动运行状态，程序控制高压变频器所有功率单元工作模式相同，再生功率单元中的双PWM变流器和非再生功率单元的二极管构成的三相不可控整流桥都工作在整流状态；

B、在电动状态下，程序控制再生功率单元和非再生功率单元的输出电压相同，提供相同的有功功率和无功功率给电机负载；程序根据运行工况，计算出再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器载波移相控制所需要的参考正弦波电压，然后，将参考正弦波与移相载波相比较，得到触发所有H桥逆变器的PWM波；

C、进行载波移相PWM控制，在同一相再生功率单元和非再生功率单元的参考正弦波电压完全相同的情况下，将同相功率单元的载波相位依次移动一个电角度，这个电角度等于180电角度/每相功率单元数；

D、对于三相同一位置的三个单元，其参考正弦波电压依次相差120电角度；

E、通过现有的传统数字比较器将各个功率单元的参考正弦波与移相三角载波相比较，得到PWM脉冲串，脉冲串的宽度依赖于参考正弦波的瞬时值；当参考正弦波的瞬时值大于移相三角载波的瞬时值时，比较器输出高电平，反之，比较器输出低电平；用这些“高”及“低”电平信号去触发H桥逆变器中IGBT的“导通”及“关断”；当左桥臂的上IGBT与右桥臂的下IGBT导通时，逆变器输出电压等于正的直流母线电压；当右桥臂的上IGBT与左桥臂的下IGBT导通时，逆变器输出电压等于负的直流母线电压；当左、右桥臂的上IGBT同时导通或左、右桥臂的下IGBT同时导通时，逆变器输出电压为零；

F、在步骤A中，当检测到电机电压相位超前电机电流相位的电角度大于90度时，电机处于再生运行状态，程序控制高压变频器中的再生功率单元吸收电机的能量并回馈给电源，同时控制非再生功率单元，提供电机励磁所需的无功功率；

G、在再生运行状态时，控制系统控制再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压相位相差90电角度，使得再生功率单元H桥逆变器输出电压的相位与电流相位相反，而非再生功率单元H桥逆变器输出电压的相位超前于电流相位90电角度；

H、由程序控制，利用矢量控制原理进行座标变换，将电机电压矢量U1的位置定位为d-q坐标系中的q轴，滞后90电角度的位置为d轴，则电流的励磁分量、转矩分量以及再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压矢量均可确定；再将d-q坐标系中的再生功率单元和非再生功率单元的H桥逆变器输出电压矢量转换为a-b-c三相坐标系下的矢量，就得到了再生功率单元和非再生功率单元中的H桥逆变器载波移相控制所需要的参考正弦波电压，程序再控制转移到步骤E。