CN102884770B - 在无线通信系统中传送控制信息的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种无线通信系统。具体地，在无线通信系统中传送PUCCH信号的方法和设备，包括：（a）通过使用与序列索引相对应的长度-5的正交序列，对第一调制符号列执行块形扩展；（b）通过使用与序列索引相对应的长度-4的正交序列对第二调制符号列执行块形扩展；（c）对从（a）至（b）获取的多个调制符号列每个执行循环移位和离散傅里叶变换（DFT）预编码；以及（d）将从（c）获取的多个复符号映射成用于PUCCH传输的物理资源。

Description

在无线通信系统中传送控制信息的方法和设备

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，并且更具体而言，涉及在能够支持载波聚合（CA）的通信系统中用于传送控制信息的方法和装置。

背景技术

已经广泛部署无线通信系统，以提供诸如声音或数据服务的各种通信服务。通常，无线通信系统是多接入系统，多接入系统能够通过共享可用系统资源（诸如带宽、传输（Tx）功率等）与多个用户进行通信。多接入系统的示例包括码分多址（CDMA）系统、频分多址（FDMA）系统、时分多址（TDMA）系统、正交频分多址（OFDMA）系统、以及单一载波频分多址（SC-FDMA）系统。

发明内容

技术问题

本发明的一个目的是提供一种在无线通信系统中用于有效地传送控制信息的方法和装置。本发明的另一目的是提供一种用于有效地传送控制信息的信号处理方法和信道格式，及其装置。本发明的另一目的是提供一种用于有效地分配用于传送控制信息的资源的方法和装置。

本发明的目的不限于上述那些，并且根据下面描述，本领域的技术人员将更加清楚其他目的。

技术方案

在本发明的一方面，此处提供了一种用于在无线通信系统中传送物理上行链路控制信道（PUCCH）信号的通信设备的方法，该方法包括：（a）使用与序列索引n_oc相对应的长度5的正交序列将第一调制符号块扩展（block-spreading），（b）使用与序列索引n_oc相对应的长度4的正交序列将第二调制符号块扩展，（c）对从步骤（a）和（b）获取的多个调制符号序列执行循环移位和离散傅里叶变换（DFT）预编码，以及（d）将从步骤（c）获取的复符号映射到用于PUCCH传输的物理资源，其中，通过下列表给出长度5和长度4的正交序列。

在本发明的另一方面，此处提供了一种被配置成在无线通信系统中传送物理上行链路控制信道（PUCCH）信号的通信设备，该通信设备包括射频（RF）单元以及处理器，其中该处理器被配置为（a）使用与序列索引n_oc相对应的长度5的正交序列将第一调制符号块扩展，（b）使用与序列索引n_oc相对应的长度4的正交序列将第二调制符号块扩展，（c）对通过第一调制符号和第二调制符号的块扩展获取的多个调制符号序列执行循环移位和离散傅里叶变换（DFT）预编码，并且（d）将通过循环移位和DFT预编码获取的复符号映射到用于PUCCH传输的物理资源，其中，通过下列表给出长度5和长度4的正交序列。

通过用于探测参考信号（SRS）的子帧可以传送PUCCH信号。

使用时隙0中的5个单载波频分多址（SC-FDMA）符号可以传送PUCCH信号并且使用时隙1中的4个SC-FDMA可以传送PUCCH信号。

使用时隙0中的索引0,2,3,4和6的SC-FDMA符号可以传送PUCCH信号，以及使用在时隙1中的索引0,2,3和4的SC-FDMA符号可以传送PUCCH信号。

第一调制符号序列可以通过时隙0来传送，以及第二调制符号序列可以通过时隙1来传送。

PUCCH信号可以包括上行链路控制信息（UCI）。

在通信设备中可以配置多个服务小区。

有益效果

根据本发明，可以在无线通信系统中有效地传送控制信息。此外，可以提供用于有效地传送控制信息的信号处理方法以及信道格式。还可以有效地分配用于传送控制信息的资源。

本发明的优势不限于上述描述的，并且根据下文描述，本领域的技术人员将清楚地理解其他优势。

附图说明

被作为本发明的详细描述的一部分以便更好理解本发明的附图，提供了本发明的实施例，并且结合详细描述示出本发明的精神。

图1示出在作为示例性无线通信系统的3GPP LTE系统中使用的物理信道以及使用物理信道的一般信号传输；

图2示出无线电帧的结构；

图3A示出上行链路信号处理过程；

图3B示出下行链路信号处理过程；

图4示出SC-FDMA方案和OFDMA方案；

图5示出在用于满足单一载波特性的频域中的信号映射方案；

图6示出其中DFT处理输出采样被映射到分簇SC-FDMA中的单一载波的信号处理过程；

图7和图8示出其中DFT处理输出采样被映射到分簇SC-FDMA的多载波的信号处理过程；

图9示出在分段的SC-FDMA中的信号处理过程；

图10示出上行链路子帧的结构；

图11示出用于在上行链路中传输参考信号（RS）的信号处理过程；

图12示出用于PUSCH的解调参考信号（DMRS）的结构；

图13和图14示出PUCCH格式1a和1b的时隙级结构；

图15和图16示出PUCCH格式2/2a/2b的时隙级结构；

图17示出用于PUCCH格式1a和1b的ACK/NACK信道化；

图18示出其中在相同PRB内混合PUCCH格式1a/1b和PUCCH格式2/2a/2b的结构的信道化；

图19示出用于PUCCH传输的PRB分配；

图20是示出基站（BS）中的下行链路分量载波的管理的概念图；

图21是示出在用户设备（UE）中的上行链路分量载波的管理的概念图；

图22是示出通过BS中的一个MAC实体的多载波的管理的概念图；

图23是通过在UE中一个MAC实体的多载波的管理的概念图；

图24是通过在BS中的多个MAC实体的多载波的管理的概念图；

图25是通过UE中的多个MAC实体的多个载波的管理的概念图；

图26是通过在BS中多个MAC实体的多个载波的管理的概念图；

图27是当UE接收载波时通过UE中的多个MAC实体的多个载波的管理的概念图；

图28示出其中5个DL CC和一个UL CC被链接的不对称载波聚合；

图29A至图29F示出PUCCH格式3的结构及其信号处理过程；

图30和图31示出具有增加的复用能力（multiplexing capacity）的PUCCH结构3及其信号处理过程；

图32示出缩短的PUCCH格式3；

图33示出对正交码的正交性的代码距离（code distance）的影响；

图34示出对正交码的正交性的代码距离的影响；

图35示出根据本发明的实施例配置的代码的正交性能；

图36示出其中根据本发明的实施例传输PUCCH信号的示例；

图37示出能够应用本发明的实施例的BS和UE。

具体实施方式

可以在诸如码分多址（CDMA）系统、频分多址（FDMA）系统、时分多址（TDMA）系统、正交频分多址（OFDMA）系统、以及单载波频分多址（SC-FDMA）系统的各种无线电接入系统中使用下列技术。CDMA可以实施为诸如通用陆地无线电接入（UTRA）或CDMA 2000的无线电技术。TDMA可以被实施为诸如全球移动通信系统（GSM）、通用分组无线电服务（GPRS）、或者用于GSM演进的增强数据率（EDGE）的无线电技术。OFDMA可以被实施为诸如IEEE 802.11（Wi-Fi）、IEEE 802.16（WiMAX）、IEEE 802-20或演进UTRA（E-UTRA）的无线电技术。UTRA是通用移动电信系统（UMTS）的一部分。第三代合作伙伴计划长期演进（3GPP LTE）是使用E-UTRA的演进UMTS（E-UMTS）的一部分。虽然为了描述清楚，将重点描述3GPP LTE/LTE-A的下列实施例，本发明的技术特征不限于3GPPLTE/LTE-A。

在无线通信系统中，用户设备（UE）在下行链路（DL）中从基站或e节点B（eNB）接收信息，并且在上行链路（UL）将信息传送到eNB。在eNB和UE之间传送或接收的信息包括数据和各种控制信息，并且根据在其之间传送或接收的信息的种类/使用可以存在各种物理信道。

图1示出在3GPP LTE系统中使用的物理信道以及使用该物理信道的通用信号传输方法。

当接通电源或者当UE在步骤S101中进入新小区时，UE执行诸如与eNB的同步的初始小区搜索操作。在此，UE可以从eNB接收主同步信道（P-SCH）和辅同步信道（S-SCH），以实现与eNB的同步，并且获取诸如小区ID的信息。此后，UE从eNB可以接收物理广播信道，以获取小区内的广播信息。在初始小区搜索步骤中，UE也可以接收下行链路参考信号（DL RS），以检查下行链路信道状态。

当UE已经完成初始小区搜索时，UE可以根据在PDCCH中包括的信息来接收物理下行链路控制信道（PDCCH）和物理下行链路共享信道（PDSCH），以在步骤S102中获取更详细的系统信息。

此后，UE在步骤S103至S106中可以执行随机接入过程以便完成对eNB的接入。此处，UE通过物理随机接入信道（PRACH）（S103）可以传送前导，并且通过与PDCCH和与PDCCH相对应的PDSCH接收前导的响应消息（S104）。在基于竞争的随机接入的情形下，UE可以执行包括附加的PRACH传输（S105）的竞争解决过程（S105）以及PDCCH和与PDCCH相对应的PDSCH的接收（S106）。

在执行上述过程之后，UE可以执行PDCCH/PDSCH接收（S107）以及物理上行链路共享信道（PUSCH）/物理上行链路控制信道（PUCCH）传输作为通用上行链路/下行链路信号传输过程（S108）。从UE传送到eNB的所有控制信息被称为上行链路控制信息（UCI）。UCI包括混合自动重传请求确认/否定-ACK（HARQ ACK/NACK）、调度请求（SR）、信道质量指示符（CQI）、预编码矩阵索引（PMI）、秩指示符（RI）等。在本说明书中，HARQ ACK/NACK被简称为HARQ-ACK或者ACK/NACK（A/N）。HARQ-ACK包括肯定ACK（简称为ACK）、否定ACK（NACK）、DTX和NACK/DTX中的至少一个。虽然UCI通常经由PUCCH传送，但是如果需要同时传送控制信息和业务数据时，UCI也可以经由PUSCH来传送。根据网络请求/指令，经由PUSCH可以不定期地传送UCI。

图2示出无线电帧的结构。在蜂窝式正交频分复用（OFDM）无线电分组通信系统中，在子帧的单元中传送上行链路/下行链路数据分组。将一个子帧定义为包括多个OFDM符号的预定时间间隔。3GPPLTE标准支持可应用到频分双工（FDD）的类型1无线电帧结构和可应用到时分双工（TDD）的类型2无线电帧结构。

图2（a）示出类型1无线电帧的结构。下行链路无线电帧包括10个子帧，并且一个子帧在时域中包括两个时隙。传送一个子帧需要的时间被定义为传输时间间隔（TTI）。例如，一个子帧可以具有1毫秒的长度，并且一个时隙可以具有0.5毫秒的长度。一个时隙在时域中包括多个OFDM符号并且在频域中包括多个资源块（RB）。因为3GPP LTE系统在下行链路中使用OFDMA，一个OFDM符号指示一个符号间隔。OFDM符号可以称为SC-FDMA符号或者符号间隔。作为资源分配单元的RB可以包括一个时隙中的多个连续子载波。

在一个时隙中包括的OFDM符号的数量可以根据循环前缀（CP）的配置而变化。CP被分类成扩展CP和正常CP。例如，当使用正常CP来配置OFDM符号时，在一个时隙中包括的OFDM符号的数量可以是七。当使用扩展CP配置OFDM符号时，一个OFDM符号的长度增加，使得在一个时隙中包括的OFDM符号的数量少于正常CP的情形的一个时隙中包括的OFDM符号的数量。在扩展CP的情形下，例如，在一个时隙中包括的OFDM符号的数量可以是六。当信道状态不稳定时，例如，如当UE高速移动时，可以使用扩展CP以便进一步减少符号之间的干扰。

当使用正常CP时，一个时序包括7个OFDM符号，并且因此一个子帧包括14个OFDM符号。此处，直至每个子帧的第一组三个OFDM符号可以被分配至物理下行链路控制信道（PDCCH），并且剩余的OFDM符号可以被分配到物理下行链路共享信道（PDSCH）。

图2（b）示出类型2无线电帧的结构。类型2无线电帧包括两个半帧。其每个包括五个子帧、下行链路导频时隙（DwPTS）、保护时段（GP）、以及上行链路导频时隙（UpPTS）。一个子帧包括两个时隙。DwPTS用于在UE处初始小区搜索、同步、或者信道评估。UpPTS用于在eNB处信道评估和上行链路传输同步。保护时段是用于消除由于在上行链路和下行链路之间的下行链路信号的多路径延迟导致上行链路中发生的干扰的间隔。

无线电帧的结构仅为示例，并且以各种方式可以更改在无线电帧中包括的子帧的数量、在子帧中包括的时隙的数量或者在时隙中包括的符号的数量。

图3A示出为了传送上行链路信号UE执行的信号处理过程。

加扰模块210可以使用UE特定加扰信号来加扰传输信号，以便传送上行链路信号。将加扰信号输入到调制映射器220，并且调制映射器220随后根据传输信号的类型和/或信道状态、使用诸如二相相移键控（BPSK）、四相相移键控（QPSK）、或者16正交振幅调制（16QAM）/64正交振幅调制（64QAM）的调制方案，将被加扰的信号调制成复符号。变换预编码器230处理已调制的复符号并且将其输入到资源元素映射器240。资源元素映射器240可以将已处理的复符号映射到时间-频率资源元素。可以经由单一载波频分多址（SC-FDMA）信号发生器250、通过天线将已映射的信号传送到BS。

图3B示出BS为了下行链路信号传输而执行的信号处理过程。

在3GPP LTE系统中，BS在下行链路中可以传送一个或多个码字。以与上行链路中相同的方式，可以通过加扰模块301和调制映射器302，将码字处理成复符号。因此，可以通过层映射器303将已调制的复符号映射成多个层，并且在预编码模块304乘以预定预编码矩阵之后，每个层可以随后被分配到相应的传输天线。将每个天线的已处理传输信号通过时间-频率资源元素（RE）映射器305映射到RE，并且随后经由OFDMA信号发生器306通过相对应的天线可以被传送。

当UE在无线通信系统中传送上行链路信号时，与当BS传送下行链路信号时相比较，会存在峰值平均功率比（PAPR）问题。因此，当使用如上所述参考图3A和3B的OFDMA方案执行下行链路信号传输时，使用SC-FDMA方案来执行上行链路信号传输。

图4示出SC-FDMA方案和OFDMA方案。3GPP系统在下行链路中使用OFDMA方案以及在上行链路中使用SC-FDMA方案。

如图4中所示，用于上行链路信号传输的UE和用于下行链路信号传输的BS相似之处在于都包括串行-并行转换器401、子载波映射器403、M点IDFT模块404和循环前缀（CP）附加模块406。然而，使用SC-FDMA方案用于传送信号的UE还包括N点DFT模块402。N点DFT模块402补偿M点IDFT模块1504的IDFT处理的影响的特定部分，以允许传输信号具有单一载波特性。

图5示出用于满足单一载波特性在频域中的信号映射方案。图5（a）示出集中式映射(localized mapping)方案，以及图5（b）示出分布式映射(distributed mapping)方案。

作为SC-FDMA方案的修正形式的分簇SC-FDMA方案被描述如下。在分簇SC-FDMA方案中，可以将DFT处理输出采样分成子载波映射过程中的子组，并且在频域（或子载波域）中非连续地被映射。

图6示出其中以分簇SC-FDMA方法将DFT处理输出采样映射到单一载波的信号处理过程。图7和图8示出其中以分簇SC-FDMA方法将DFT处理输出采样映射到多载波的信号处理过程。将载波内分簇SC-FDMA应用到图6的示例，并且将载波内分簇SC-FDMA应用到图7和图8的示例。具体地，图7示出在其中将分量载波连续地分配到频域的情形下、当在相邻分量载波之间定义子载波间距时通过单一IFFT块生成信号的示例。图8示出其中当已经将分量载波非连续地分配到频域时通过多个IFFT块生成信号的示例。

图9示出在分段的SC-FDMA中的信号处理过程。

由于当应用与DFT相同数量的IFFT时DFT和IFFT处于一对一关系，所以分段的SC-FDMA简单地扩展常规的SC-FDMA的DFT扩展和IFFT频率子载波映射结构。分段的SC-FDMA也被称为NxSC-FDMA或NxDFT-s-OFDMA。这些方案被共同地称为分段的SC-FDMA。如图9中所示，为了减轻单一载波特性的要求，分段的SC-FDMA方案将所有时域调制符号分组成N组（N是大于1的整数），使得DFT处理以组为单位执行。

图10示出UL子帧的结构。

如图10中所述，UL子帧包括多个时隙（例如，两个时隙）。每个时隙可以包括多个SC-FDMA符号，其数量根据CP的长度而变化。例如，在正常CP的情形下，时隙可以包括七个SC-FDMA符号。UL子帧被划分成数据区域和控制区域。数据区域包括PUSCH，并且用于传送诸如声音的数据信号。控制区域包括PUCCH，并且用于传送控制信息。PUCCH包括位于频率轴上数据区域的两端处的一对RB（例如，m=0,1,2,3）（具体地，在频率镜像位置（frequency mirrored location）处的一对RB），并且在时隙之间跳频。UL控制信息（即，UCI）包括HARQ ACK/NACK、信道质量信息（CQI）、预编码矩阵指示符（PMI）、以及秩指示符（RI）。

图11示出用于在上行链路中传送参考信号（RS）的信号处理过程。如图11中所示，将数据通过DFT预编码器转换成频域信号，并且在该信号经受频率映射和IFFT之后随后被传送。一方面，RS不通过DFT预编码器。更具体地说，RS序列在频域中直接生成（S11），然后在连续地经受集中式映射处理（S12）、IFFT处理（S13）和CP添加处理（S14）之后被传送。

RS序列由基本序列的循环移位α来定义，并且通过表达式1表示。

表达式1

$r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right)=e^{\mathrm{j\&alpha;n}}{\stackrel{\&OverBar;}{r}}_{u,v}\left(n\right),0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}},$

其中，表示RS序列的长度，表示代表子载波中呈现出的资源块的大小，并且m是 表示最大值UL传输带。

将基本序列分成多组。u∈{0，1，...，29}表示组号，并且v与相应的组中的基本序列号相对应。每个组包括具有(1≤m≤5)长度的一个基本序列v＝0以及具有长度的两个基本序列v＝0，1。序列组号u和在相应组内的号v可以随着时间而更改。基于序列长度定义基本序列

具有或更大长度的基本序列可以被定义如下。

关于 $M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}\&GreaterEqual;3N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}},$ 基本序列通过表达式2给出。

表达式2

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_{u,v}\left(n\right)=x_q\left(n\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}\right),0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}},$

其中，第q次根Zadoff-Chu序列可以通过下列表达式3定义。

表达式3

$x_q\left(m\right)=e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;qm}(m+1)}{N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}}},0\&le;m\&le;N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}-1,$

其中，q满足下列表达式4。

表达式4

$\stackrel{\&OverBar;}{q}=N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}\&CenterDot;(u+1)/31,$

其中，Zadoff-Chue序列的长度由最大素数给出，因此满足 $N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}.$

具有小于的长度的基本序列可以定义如下。首先，对于和如表达式5中所示给出基本序列。

表达式5

其中，用于和的值分别通过下列表1给出。

表1

表2

RS跳频描述如下。

通过组跳频模式f_gh(n_s)和序列切换模式f_ss，如下列表达式6中所示定义在时隙n_s中的序列组号u。

表达式6

u＝(f_gh(n_s)+f_ss)mod30，

其中，mod表示模运算。

存在17个不同跳频模式和30个不同序列位移模式。通过用于激活由较高层提供的组跳频的参数可以使能或禁用序列组跳频。

虽然PUCCH和PUSCH具有相同的跳频模式，但是PUCCH和PUSCH可以具有不同序列移位模式。

组跳频模式f_gh(n_s)对于PUSCH和PUCCH是一样的，并且通过下列表达式7给出。

表达式7

其中，c(i)表示伪随机序列，并且伪随机序列生成器在每个无线电帧的开始处通过可以初始化。

序列移位模式f_ss的定义在PUCCH和PUSCH之间变化。

PUCCH的序列移位模式是并且PUSCH的序列移位模式是 $f_{\mathrm{ss}}^{\mathrm{PUSCH}}=(f_{\mathrm{ss}}^{\mathrm{PUCCH}}+{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{ss}})\mathrm{mod}30.$ ${\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{ss}}\&Element;\{\mathrm{0,1},...,29\}$ Δss∈{0，1，...，29}由较高层配置。

下文描述序列跳频。

序列跳频仅应用到具有的长度的RS。

对于具有长度的RS，在基本序列组内的基本序列号v是v=0。

对于具有的长度的RS，在时隙n_s中的基本序列组内的基本序列号v通过下列表达式8给出。

表达式8

其中，c(i)表示伪随机序列，并且用于使能由较高层提供的序列跳频的参数确定序列跳频是否有可能。在无线电帧开始处可以将伪随机序列生成初始化为

用于PUSCH的RS以下列方式确定。

用于PUCCH的RS序列r^PUSCH(·)可以定义为 $r^{\mathrm{PUSCH}}(m\&CenterDot;M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}+n)=r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right).$ 此处，m和n满足 $\begin{array}{c}m=\mathrm{0,1}\\ n=0,...,M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}-1\end{array}$ 并且满足 $M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}=M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{PUSCH}}.$

通过α=2n_cs/12和 $n_{\mathrm{cs}}=(n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(1\right)}+n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(2\right)}+n_{\mathrm{PRS}}\left(n_s\right))\mathrm{mod}12$ 一起给出一个时隙中的循环移位。

此处，是广播值，通过UL调度分配给出并且n_PRS(n_s)是小区特定循环移位值。n_PRS(n_s)根据时隙编号n_s而变化，并且通过 $n_{\mathrm{PRS}}\left(n_s\right)={\&Sum;}_{i=0}^{7}c(8\&CenterDot;n_s+i)\&CenterDot;2^i$ 给出。

c(i)是伪随机序列，并且c(i)也是小区特定值。在无线电帧的开始可以将伪随机序列生成器初始化为

表3示出在下行链路控制信息（DCI）格式0处的循环移位字段和

表3

用于在PUSCH的UL RS的物理跳频方法表示如下。

序列被幅值缩放比例因子β_PUSCH相乘，并且被映射到用于在r^PUSCH(0)开始的序列内的相应的相同物理资源块（PRB）集。当该序列被映射到子帧内的资源元素(k，l)（在用于正常CP的l＝3和用于扩展CP的l＝2），首先增加k的顺序并且随后增长时隙编号。

总之，如果长度大于或等于ZC序列与循环扩展一起使用，并且如果长度小于则生成的计算机序列被使用。根据小区特定循环移位、UE特定循环移位、跳频模式等，可以确定循环移位。

图12A示出在正常CP的情形下用于PUSCH的解调参考信号（DMRS）的结构，并且图12B示出在扩展CP的情形下用于PUSCH的DMRS的结构。在图12A的结构中，通过第四和第七SC-FDMA符号传送DMRS，并且在图12B的结构中，通过第三和第九SC-FDMA符号传送DMRS。

图13和图16示出PUCCH格式的时隙级结构。PUCCH包括下列格式以便传送控制信息。

（1）格式1：用于开关键控（OOK）调制和调度请求（SR）

（2）格式1a和格式1b：用于ACK/NACK传输

1）格式1a：用于一个码字的BPSK ACK/NACK

2）格式1b:用于两个码字的QPSK ACK/NACK

（3）格式2：用于QPSK调制和CQI传输

（4）格式2a和格式2b：用于CQI和ACK/NACK同时传输。

表4示出调制方案和根据PUCCH格式的每个子帧的比特的数量。表5示出根据PUCCH格式的每个时隙的RS数量。表6示出根据PUCCH格式的RS的SC-FDMA符号位置。在表4中，PUCCH格式2a和2b与正常CP的情形相对应。

表4

PUCCH格式	调制方案	每个子帧的比特的数量,Mbit
			1	N/A	N/A
1a	BPSK	1
			1b	QPSK	2
2	QPSK	20
			2a	QPSK+BPSK	21
2b	QPSK+BPSK	22

表5

PUCCH格式	正常CP	扩展CP
			1,1a,1b	3	2
2	2	1
			2a,2b	2	N/A

表6

图13示出在正常CP的情形下PUCCH格式1a和1b结构。图14示出在扩展CP的情形下PUCCH格式1a和1b结构。在PUCCH格式1a和1b结构中，在子帧内的每个时隙中重复相同控制信息。UE通过不同资源传送ACK/NACK信号，所述不同资源包括计算机生成的恒定幅度零自相关（CG-CAZAC）序列的不同循环移位（即，不同频域代码）和正交覆盖或正交覆盖码（OC或OCC）。例如，这些OC可以包括正交沃尔什/DFT码。当CS的数量是6，并且OC的数量是3时，18个UE的总数基于单一天线以相同物理资源块（PRB）被复用。可以将正交序列w0、w1、w2和w3应用到任意时域（在FFT调制之后）或者任意频域（在FFT调制之前）。

对于SR和连续调度，由CS、OC和PRB组成的ACK/NACK资源通过无线电资源控制（RRC）可以被分配给UE。对于动态ACK/NACK和非连续调度，使用与PDSCH相对应的PDCCH的最低CCE索引，可以将ACK/NACK资源隐式地（implicitly）分配给UE。

图15示出在正常CP的情形下PUCCH格式2/2a/2b结构。图16示出在扩展CP的情形下PUCCH格式2/2a/2b结构。如图15和图16中所示，在正常CP的情形下，除了RS符号之外，一个子帧包括10个QPSK数据符号。每个QPSK符号通过CS在频域中被扩展，随后被映射到相应的SC-FDMA符号。SC-FDMA符号级CS跳频可以被应用以便使小区之间的干扰随机化。使用CS，通过CDM可以复用RS。例如，如果假定可用CS的数量是12或6，则以相同PRB可以复用12或6个UE。例如，在PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b中，通过CS+OC+PRB和CS+PRB，可以复用多个UE。

在下表4和表5中示出用于PUCCH格式1/1a/1b的长度-4和长度-3正交序列（OC）。

表7

用于PUCCH格式1/1a/1b的长度-4正交序列

表8

用于PUCCH格式1/1a/1b的长度-3正交序列

在表9中示出在PUCCH格式1/1a/1b中用于RS的正交序列（OC）。

表9

1a和1b

图17示出当时用于PUCCH格式1a和1b的ACK/NACK信道化。

图18示出其中在相同PRB内混合PUCCH格式1a/1b和PUCCH格式2/2a/2b的结构的信道化。

可以将CS（循环移位）跳频和OC（正交覆盖）重新映射应用如下。

（1）用于小区之间干扰随机化的基于符号的小区特定CS跳频

（2）时隙级CS/OC重新映射

1）针对小区之间干扰随机化

2）用于在ACK/NACK信道和资源（k）之间映射的基于时隙的接入

用于PUCCH格式1/1a/1b的资源n_r包括下列组合。

（1）CS(=在符号级中的DFT OC)(n_cs)

（2）OC(在时隙级中的OC)(n_oc)

（3）频率RB(n_rb)

当表示CS、OC和RB的索引是n_cs、n_oc和n_rb时，代表性的索引nr包括n_cs、n_oc和n_rb。即，n_r=(n_cs,n_oc,n_rb)。

通过PUCCH格式2/2a/2b可以传送CQI、PMI、RI以及CQI和ACK/NACK的组合。此处，可以应用里德-穆勒（Reed Muller，RM）信道编码。

例如，在LTE系统中，用于UL CQI的信道编码被描述如下。比特流a₀，a₁，a₂，a₃，...，a_A-1是使用（20,A）RM码的被编码信道。表10示出用于（20,A）代码的基本序列。a₀和a_A-1分别代表最高有效比特（MSB）和最低有效比特（LSB）。在扩展CP的情形下，信息比特的最大数量是11，除了当CQI和ACK/NACK被同时传送时。在使用RM码将比特流编码成20比特之后，可以将QPSK调制应用到编码比特。在QPSK调制之前，可以加扰经编码的比特。

表10

I	Mi，0	Mi，1	Mi，2	Mi,3	Mi,4	Mi,5	Mi，6	Mi,7	Mi,8	Mi,9	Mi，10	Mi，11	Mi，12
														0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	1	0
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0
														2	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1	1	1
3	1	0	1	1	0	0	0	0	1	0	1	1	1
														4	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	1	1	1
5	1	1	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	1
														6	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1
7	1	0	0	1	1	0	0	1	1	0	1	1	1
														8	1	1	0	1	1	0	0	1	0	1	1	1	1
9	1	0	1	1	1	0	1	0	0	1	1	1	1
														10	1	0	1	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1
11	1	1	1	0	0	1	1	0	1	0	1	1	1
														12	1	0	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1	1
13	1	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1
														14	1	0	0	0	1	1	0	1	0	0	1	0	1
15	1	1	0	0	1	1	1	1	0	1	1	0	1
														16	1	1	1	0	1	1	1	0	0	1	0	1	1
17	1	0	0	1	1	1	0	0	1	0	0	1	1
														18	1	1	0	1	1	1	1	1	0	0	0	0	0
19	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	0	0	0

通过表达式9可以生成信道编码比特b₀，b₁，b₂，b₃，...，b_B-1。

表达式9

$b_i=\underset{n=0}{\overset{A-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(a_n\&CenterDot;M_{i,n})\mathrm{mod}2,$

其中，i=0,1,2，...,B-1。

表11示出用于宽带报告（单一天线端口，传送分集或开环空间复用PDSCH）CQI反馈的上行链路控制信息（UCI）字段。

表11

字段	带宽
		宽带CQI	4

表12示出用于宽带CQI和PMI反馈的UCI字段。该字段报告闭环空间复用PDSCH传输。

表12

表13示出用于宽带报告的RI反馈的UCI字段。

表13

图19示出PRB分配。如图19中所示，PRB可以用于在时隙n_s中的PUCCH传输。

术语“多载波系统”或“载波聚合系统”称为用于聚合和使用具有小于用于带宽支持的目标带宽的带宽的多个载波的系统。当具有小于目标带宽的带宽的多个载波被聚合时，被聚合的载波的带宽可以不限于在用于与现有系统向后兼容性的现有系统中使用的带宽。例如，现有LTE系统可以支持1.4、3、5、10、15和20MHz的带宽，并且从LTE系统演进的高级LTE（LTE-A）系统仅使用由LTE系统支持的带宽可以支持大于20MHz的带宽。可替选地，无论在现有系统中使用的带宽如何，可以定义新带宽，以便支持载波聚合。术语“多载波”与术语“载波聚合”和“带宽聚合”可交换地使用。术语“载波聚合”可以指示连续载波聚合和非连续载波聚合这两者。

图20是示出在基站（BS）中下行链路分量载波（DL CC）的管理的概念图，并且图21是示出在用户设备（UE）中上行链路分量载波（ULCC）的管理的概念图。为了方便解释，在图20和图21的下列描述中，可以将较高层简单地描述为MAC（或者MAC实体）。

图22是示出通过BS中的一个MAC实体的多个载波的管理的概念图。图23是示出通过UE中的一个MAC实体的多个载波的管理的概念图。

如图22和图23中所示，一个MAC管理和操作一个或多个频率载波，以执行传送和接收。通过一个MAC管理的频率载波不需连续，并且同样地，就资源管理而言它们更灵活。在图22和图23中，假定一个PHY（或PHY实体）与一个分量载波（CC）相对应，以便解释方便。一个PHY不需要总是指示独立的射频（RF）设备。虽然一个独立的RF设备通常与一个PHY相对应，本发明不限于此，并且一个RF设备可以包括多个PHY。

图24是在BS中通过多个MAC实体的多个载波的管理的概念图。图25是示出在UE中通过多个MAC实体的多载波管理的概念图。图26示出在BS中通过多个MAC实体的多载波的管理的另一方案。图27示出在UE中通过多个MAC实体的多个载波的管理的另一方案。

与图22和图23的结构不同，通过大量MAC实体而非通过一个MAC可以控制多个载波，如图24至图27中所示。

如图24和图25中所示，在一对一的基础上通过MAC可以控制载波。如图26和图27中所示，在一对一的基础上，通过MAC可以控制一些载波，并且通过一个MAC可以控制一个或多个剩余载波。

上述系统包括多个载波（即，1至N个载波），并且这些载波可以被使用，以便彼此连续或非连续。该方案可以同样应用于UL和DL。构造TDD系统，以便管理N个载波，每个包括下行链路和上行链路传输，并且FDD系统被构造，使得多载波应用到每个上行链路和下行链路。FDD系统也可以支持不对称载波聚合，其中，在上行链路和下行链路中聚合的载波的数量和/或在上行链路和下行链路中的载波的带宽的数量不同。

当在上行链路（UL）中聚合的分量载波（CC）的数量等于在下行链路（DL）中聚合的CC的数量时，可以配置所有CC，以便与常规系统相匹配。然而，此并不意味着不需要考虑这种兼容性配置的CC从本发明排除。

在下文中，假定为了方便描述，当通过DL分量载波#0传送PDCCH时，与PDCCH相对应的PDSCH通过DL分量载波#0被传送。然而，显而易见的是，可以应用跨载波调度，使得通过不同DL分量载波传送PDSCH。术语“分量载波”可以由另一相等术语（例如，小区）取代。

图28示出其中在支持CA的无线电通信系统中传送上行链路控制信息（UCI）的情形。为了解释方便，假定在该示例中UCI是ACK/NACK（A/N）。然而，UCI可以包括诸如信道状态信息（CSI）（例如，CQI、PMI、RI等）的信道状态信息（CSI）的控制信息或者调度请求信息（例如，SR等）。

图28示出其中5个DL CC和一个UL CC被链接的非对称载波聚合。可以从UCI传送的观点设置非对称载波聚合。即，可以不同地设置用于UCI的DL CC-UL CC链接以及用于数据的DL CC-UL CC链接。当为了解释方便假定一个DL CC能够承载多至两个码字时，需要至少两个ACK/NACK比特。在该情形下，为了通过一个UL CC传送用于通过5个DL CC接收的数据的ACK/NACK，需要至少10个ACK/NACK。也为了支持用于每个DL CC的非连续传输（DTX）状态，至少12比特（=5⁵=3125=11.61比特）需要用于ACK/NACK传输。常规PUCCH格式1a/1b结构不能传送这种扩展的ACK/NACK信息，由于常规PUCCH格式1a/1b结构能够传送多达2ACK/NACK比特。虽然已经将载波聚合示出为UCI信息数量增加的原因，但是由于天线数量的增加以及TDD系统或延迟系统中的回程子帧的存在而导致UCI信息的数量也增加。与ACK/NACK的情形相似，即使当通过一个UL CC传送与多个DL CC相关联的控制信息时，应该被传送的控制信息的数量增加。例如，当需要传送用于多个DL CC的CQI/PMI/RI时，可以增加UCI有效载荷。

可以将DL主CC定义为与UL主CC链接的DL CC。此处，链接包括隐式和显式链接。在LTE中，一个DL CC和一个UL CC被独特地配对。例如，通过LTE配对与UL主CC链接的DL CC可以被称为DL主CC。可以将此认为隐式链接。显式链接指示网络事先配置链接并且通过RRC等用信号发送。在显式链接中，与UL主CC配对的DLCC可以被称为主DL CC。UL主（或另一）CC可以是其中PUCCH被传送的UL CC。可替选地，UL主CC可以是其中通过PUCCH或PUSCH传送的UCI的UL CC。通过较高层信令也可以配置DL主CC。DL主CC可以是其中UE执行初始接入的DL CC。除了DL主CC的DL CC可以被称为UL辅CC。相似地，除了UL主CC之外的UL CC可以被成为UL辅CC。

LTE-A使用小区的概念管理无线资源。将小区定义为DL资源和UL资源的组合。此处，UL资源是可选的。因此，小区可以仅由DL资源组成或者可以由DL资源和UL资源组成。当载波聚合被支持时，在DL资源载波频率（或者DL CC）和UL资源载波频率（或UL CC）之间的链接可以由系统信息指示。利用主频率操作的小区（或PCC）可以称为主小区（PCell），并且利用辅频率操作的小区（或者SCC）可以称为辅小区（SCell）。DL CC和UL CC可以分别称为DL小区和UL小区。此外，锚（或者主）DL CC和锚（或主）UL CC可以分别称为DL主小区（PCell）和UL PCell。当UE执行初始连接建立处理或连接重新建立处理时，可以使用PCell。PCell也可以指示在切换过程中被指示的小区。在执行RRC连接建立之后，可以配置SCell，并且可以用于提供附加无线资源。PCell和SCell可以共同地称为服务小区。因此，在针对其载波聚合未被设置或者虽然UE处于RRC_CONNECTED状态但是其未支持载波聚合的UE的情形下，仅由PCell构成的一个服务小区存在。另一方面，在UE处于RRC_CONNECTED状态并且针对其已经设置载波聚合的情形下，存在一个或多个服务小区并且一个PCell和所有SCell被包括在服务小区中。为了支持载波聚合，在开始初始安全激活处理之后，除了PCell之外，网络可以构造一个或多个SCell，其针对支持载波聚合的UE在连接建立过程中构造。

DL-UL可以仅与FDD相对应。由于TDD使用相同频率则针对TDD不定义DL-UL配对。此外，通过SIB2的UL E-UTRA绝对无线电频率信道号（EARFCN），根据UL链接可以确定DL-UL链接。例如，当执行初始接入时通过SIB2解码可以获得DL-UL链接以及通过其他方式RRC信令可以获取DL-UL链接。因此，仅SIB2链接可以存在并且其他DL-UL配对不被定义。例如，在图28的2DL:1UL结构中，DL CC#0和UL CC#0可以处于彼此相关联的SIB2链接，并且其他DL CC可以处于与未为UE设置的其他UL CC相关的SIB2链接中。

为了支持图28的情形，需要采用新方法。在下文的描述中，在支持CA的通信系统中用于UCI的反馈的PUCCH格式（例如，多个A/N比特）被称为CA PUCCH格式（或者PUCCH格式3）。例如，PUCCH格式3可以用于传送与从多个DL服务小区传送的PDSCH（或PDCCH）相对应的A/N信息（其可以包括DTX状态）。

图29A至图29F示出PUCCH格式3的结构及其信号处理过程。

图29A示出使用SF=4的正交码（OC）的PUCCH格式3结构。如图29中所示，信道编码块对信息比特（a_0,a_1，...,a_M-1）（例如，多ACK/NACK比特）执行信道编码，以生成编码比特（已被编码的比特或正在编码的比特）（或码字）（b_0,b_1,...,b_N-1）。此处，M表示信息比特的大小，并且N表示编码比特的大小。信息比特可以包括UCI，例如，用于通过多个DL CC接收的多数据（或PDSCH）的多个ACK/NACK。此处，无论构成信息比特的UCI的类型、数量、或大小如何，信息比特（a_0、a_1……a_M-1）被联合编码。例如，当信息比特包括用于多个DL CC的多个ACK/NACK数据时，信道编码不在每个DL CC或每个ACK/NACK比特执行，而是取代针对全部比特信息执行，从而生成单一码字。信道编码可以包括但是不限于简单重复、单纯形编码（simplex coding）、里德-穆勒（RM）编码、打孔RM编码、截尾卷积编码（TBCC）、低密度校验（LDPC）或者turbo编码。虽然未在附图中示出，考虑调制阶以及资源量，可以将编码比特速率匹配。速率匹配功能可以并入信道编码块或者通过单独功能块可以被执行。

调制器调制被编码的比特（b_0、b_1……b_N-1），以生成调制符号（c_0、c_1……c_L-1）。L是调制符号的大小。通过修改传输（Tx）信号的大小和相位来执行该调制方法。例如，调制方法包括n-PSK（相移键控）、n-QAM（正交调幅），其中n是大于1的整数。具体地，调制方法可以包括二进制PSK（BPSK）、正交PSK（QPSK）、8-PSK、QAM、16-QAM、64-QAM等。

划分器（divider）将调制符号（c_0、c_1……c_L-1）分配给时隙。不具体限制用于将调制符号分配给时隙的顺序/模式/方案。例如，划分器以增加时隙编号（根据集中式方案）的顺序来按顺序地将调制符号分配给时隙。在该情形下，如附图中所示，可以将调制符号（c_0,c_1，...,c_L/2-1）分配至时隙0，并且可以将调制符号（c_L/2,c_L/2+1，...,c_L-1）分配至时隙1。此外，当将它们分配给这些时隙时，调制符号可以交织（或者置换）。例如，可以将偶数调制符号分配给时隙0并且可以将奇数调制符号可以分配给时隙1。能够以倒序执行调制处理和分配处理。

DFT预编码器对分配给时隙0的调制符号执行DFT预编码（例如，12点DFT），以便生成单一载波波形。参考这些附图，可以将分配至时隙0的调制符号（c_0,c_1，...,c_L/2-1）被DFT预编码至DFT符号（d_0,d_1，...,d_L/2-1），并且分配至时隙1的调制符号（c_L/2,c_L/2+1，...,c_L-1）可以被DFT预编码至DFT符号（d_L/2,d_L/2+1，...,d_L-1）。DFT预编码可以替代不同线性操作（例如，沃尔什预编码）。

扩展块在SC-FDMA符号级（在时域中）扩展DFT处理信号。使用扩展码（或者扩展序列）执行在SC-FDMA符号级扩展的时域。扩展码包括准正交码和正交码。准正交码可以包括但是不限于伪噪声（PN）码。正交码可以包括但是不限于沃尔什码和DFT码。术语“正交码（OC）”可以与“正交序列”、“正交覆盖（OC）”或者“正交覆盖码（OCC）”可互换地使用。虽然为了解释方便已经参考正交码将该说明描述为扩展码的代表示例，但是正交码可以用准正交码来替换。由用于控制信息传输的SC-FDMA符号的数量来限制扩展码大小（或者扩展因子（SF））的最大值。例如，当四个SC-FDMA符号用于一个时隙中传送控制信息时，在每个时隙中可以使用具有长度为4的（伪）正交码（w0,w1,w2,w3）。SF指示控制信息的扩展程度，并且与UE复用阶或天线复用阶相关联。SF根据系统请求可以在1、2、3、4……之间变化。SF在BS和UE之间被预定义，或者可以通过DCI或RRC信令用信号发送到UE。例如，当用于控制信息的SC-FDMA符号中的一个被打孔以执行SRS传输时，具有减少的SF值（例如，SF值为3而非SF值为4）的扩展码可以被应用，以控制相应时隙的信息。

通过上述过程生成的信号可以被映射到PRB中的子载波，随后通过IFFT模块可以转换成时域信号。CP被添加到时域信号并且通过RF单元可以传送生成的SC-FDMA符号。

在下文更加详细地描述了关于假定用于5个DL CC的ACK/NACK信息的每个过程。当能够将每个DL CC传送到PDSCH时，如果DTX状态被包括则相应的ACK/NACK可以是12比特。假定应用SF=4的时间扩展和QPSK调制，编码块大小（在速率匹配之后）可以是48比特。可以将编码比特调制成24个QPSK符号，并且将12个QPSK符号分配给每个时隙。在每个时隙中，将12个QPSK符号通过12点DFT操作转换成12个DFT符号。每个时隙的12个DFT符号被扩展，并且使用时域中的SF=4的扩展码被映射到四个SC-FDMA符号。因为通过2比特×12个子载波×8个SC-FDMA符号传送12比特，所以编码率是0.0625（=12/192）。在SF=4的情形下，每个PRB可以复用多达四个UE。

参考图29A描述的信号处理过程仅为示例，并且在图29A中映射到PRB的信号可以使用各种相等的信号处理过程而获取。将参考图29B至图29G在下文描述与图29A相等的信号处理过程。

图29B的信号处理过程在执行DFT预编码器和扩展块的处理的顺序上不同于图29A。在图29A中，扩展块的函数等于从DFT预编码输出的DFT符号流和在SC-FDMA符号级的特定恒量相乘，并且因此即使当DFT预编码和扩展块的处理的顺序逆转时，映射到SC-FDMA符号的信号的值也相同。因此，可以以信道编码、调制、分配、扩展以及DFT预编码的顺序来执行用于PUCCH格式3的信号处理过程。在该情形下，通过一个功能块可以执行划分处理和扩展处理。例如，调制符号可以在SC-FDMA符号级被扩展，同时被可替选地分配给时隙。在另一示例中，当将调制符号分配给时隙时，可以将调制符号复制，以便与扩展码的大小相对应，并且调制符号分别乘以扩展码的元素。因此，对每个时隙生成的调制符号流被扩展至SC-FDMA符号级的多个SC-FDMA符号。因此，与每个SC-FDMA符号相对应的复符号流在SC-FDMA符号的基础上被DFT预编码。

图29C的信号的处理过程在调制器和分频器的处理被执行的顺序上不同于图29A。因此，以在子帧级联合信道编码和划分并且随后在每个时隙级调制、DFT预编码和扩展的顺序，可以执行用于PUCCH格式3的信号处理过程。

图29D的信号处理过程在执行DFT预编码器和扩展块的处理的顺序上不同于图29C的顺序。如上所述，扩展块的函数等于从DFT预编码器输出的DFT符号流乘以SC-FDMA符号级的特定恒量，并且因此即使当DFT预编码和扩展块的处理的顺序逆转时，映射到SC-FDMA符号的信号的值也相等。因此，以在子帧级联合信道编码和分配并且随后在每个时隙级调制的顺序，来执行用于PUCCH格式3的信号处理过程。将针对每个时隙生成的调制符号流扩展至在SC-FDMA符号级的多个SC-FDMA符号，并且与SC-FDMA符号相对应的调制符号流在SC-FDMA符号的基准上被DFT预编码。在该情形下，通过一个功能块可以执行调制处理和扩展处理。在一个示例中，当编码比特被调制时，在SC-FDMA符号级可以直接扩展被生成的调制符号。在另一示例中，当编码比特被调制时，将调制符号[s1]复制以便与扩展码的大小相对应，并且这些调制符号可以分别乘以扩展码的元素。

图29E示出其中将PUCCH格式3应用到PUCCH格式2的结构的情形（正常CP），并且图29F示出其中将PUCCH格式3应用到PUCCH格式2的结构的情形（扩展CP）。基本信号处理过程等同于参考图29A至图29D描述的那些。由于重新使用常规LTE的PUCCH格式2的结构，在PUCCH格式3中的UCI SC-FDMA符号和RS SC-FDMA符号的数量/位置与图29A的不同。

表14示出在示出的PUCCH格式3中的RS SC-FDMA符号的位置。此处，假定在正常CP的情形下在时隙中的SC-FDMA符号的数量是7（索引0至6），并且在扩展CP的情形下在时隙中的SC-FDMA符号的数量是6（索引0至5）。

表14

此处，可以使用LTE系统的RS结构。例如，通过基本序列的循环移位（CS）可以定义RS序列（参见表达式1）。

由于SF值为5（SF=5），则数据部分的复用能力是5。然而，根据循环移位（CS）间隔（△_shift ^PUCCH）来确定RS部分的复用能力。具体地，将复用能力给出为例如，当Δ_shift ^PUCCH=1、△_shift ^PUCCH=2、以及△_shift ^PUCCH=3时，复用能力分别是12、6和4。在图29E至图29F中，由于SF值是5，则UCI数据部分的复用能力是5，当△_shift ^PUCCH=3时，RS部分的复用能力是4。整个复用能力限于4，其是两个能力值5和4中较小的一个。

图30示出具有增加的复用能力的PUCCH结构3。如图30中所示，可以将SC-FDMA符号级扩展应用到RS部分中的时隙。这使得RS部分的复用能力双倍。即，即使当时，RS部分的复用能力是8，使得不减少UCI数据部分的复用能力。用于RS的正交码覆盖包括但是不限于[y1 y2]=[1 1],[1 -1]的沃尔什覆盖或者其线性转换形式（例如，[j j][j -j],[1 j][1 -j]等）。y1被应用到时隙中的第一RS SC-FDMA符号并且y2被应用到时隙中的第二RS SC-FDMA符号。

图31示出具有增加的复用能力的另一PUCCH结构3。如果未执行时隙级频率跳频，则在时隙的基础上可以添加地执行扩展或覆盖（例如沃尔什覆盖），以使复用能力加倍。如果当执行时隙级频率跳频时在时隙的基础上应用沃尔什覆盖，则由于时隙的不同条件之间的差而导致正交性受损。用于RS的基于时隙扩展码（例如，正交码覆盖）包括但是不限于[x1 x2]=[1 1],[1 -1]的沃尔什覆盖或其线性转换形式（例如，[j j][j -j],[1 j][1 -j]等）。将x1应用到第一时隙并且将x2应用到第二时隙。虽然附图示出时隙级扩展（或覆盖）处理被执行并且随后在SC-FDMA符号级执行扩展（或覆盖）处理，但是以逆序可以执行这些处理。

图32示出缩短的PUCCH格式3。通过子帧的最后SC-FDMA符号来传送探测参考信号（SRS）。因此，当通过其中已经设置SRS传输的子帧（即，通过SRS传输子帧）来传送PUCCH格式3时，该子帧的最后SC-FDMA符号未用于PUCCH传输。SRS传输子帧通过小区特定SRS配置信息和UE特定SRS配置信息给出，并且通过时段和偏移可以被指定。SRS传输子帧包括通过其UE传送UE的SRS的（UE特定SRS传输）子帧。此外，SRS传输子帧可以包括其在小区中能够用于SRS传输的（小区特定SRS传输）子帧，即，通过其另一UE能够传送SRS的子帧。UE特定SRS传输子帧设置被包括在小区特定SRS传输子帧设置中。

参考图32，时隙0的结构等同于图29至图31中示出的正常PUCCH格式3的结构。一方面，时隙1的最后SC-FDMA符号不用于PUCCH传输，以便保护SRS传输。具体地，虽然在时隙1中的RS符号的数量是2，其等于时隙0的RS符号的数量，但是UCI符号的数量从5减少至4。因此，应用到时隙1中的UCI符号的正交序列（或者OCC）从5减少至4。虽然图32示出长度-2正交序列（或者OCC）应用到每个时隙，但是也可能的是，正交序列（或OCC）未被应用到RS符号，如图29中所示。

将使用数学表达式在下文描述PUCCH格式3的信号处理过程。为了方便解释，假定使用长度-5OCC（如图29E至图32的示例）。

首先，使用UE特定加扰序列，将比特块b(0),...,b(M_bit-1)加扰。比特块b(0),...,b(M_bit-1)可以与图29A的编码比特b_0、b_1……b_N-1相对应。比特块b(0),...,b(M_bit-1)包括ACK/NACK比特、CSI比特、以及SR比特中的至少一个。根据下列表达式可以生成加扰比特块

表达式10

$\tilde{b}\left(i\right)=(b\left(i\right)+c\left(i\right))\mathrm{mod}2$

此处，c(i)表示加扰序列。c(i)包括通过长度-31黄金序列定义的伪随机序列，并且根据下列表达式可以被生成。“mod”表示模运算。

表达式11

c(n)=(x₁(n+N_C)+x₂(n+N_C))mod2

x₁(n+31)=(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)=(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

此处，N_C＝1600。将第一m序列初始化为x₁(0)=1,x₁(n)=0,n=1,2,...,30。第二m序列被初始化在每个子帧的开始，可以将c_init初始化为n_s是无线电帧的时隙编号，是物理层小区标识，并且n_RNTI是无线电网络临时标识符。

加扰的比特块被调制并且复调制符号块d(0),...,d(M_symb-1)被生成。当QPSK调制被执行时，复调制符号块d(0),...,d(M_symb-1)与图29A的调制符号c_0、c_1……c_N-1相对应。

使用正交序列以块形方式来扩展复调制符号块d(0),...,d(M_symb-1)。复符号集合根据下列表达式生成。根据下列表达式执行图29B的划分/扩展过程。每个复符号集合与一个SC-FDMA符号相对应，并且具有（例如，12）复调制值。

表达式12

$\stackrel{\&OverBar;}{n}=n\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{SF},0}^{\mathrm{PUCCH}}$

$n=0,...,N_{\mathrm{SF},0}^{\mathrm{PUCCH}}+N_{\mathrm{SF},1}^{\mathrm{PUCCH}}-1$

$i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}-1$

此处，和与用于在时隙0和时隙1中的PUCCH传输的SC-FDMA的各自数量相对应。当使用正常PUCCH格式3时，当使用缩短的PUCCH格式3时，和和代表应用到时隙0和时隙1的各自正交序列，并且通过下列表15给出。表示正交序列索引（或者正交码索引）。表示地板函数（flooring function）。可以通过给出。c(i)通过表达式11给出并且在每个无线电帧的开始可以初始化为 是与天线端口编号相对应的索引。

表15示出根据常规方案的正交序列

表15

在表15中，根据下列表达式生成正交序列（或者代码）。

表达式13

$\left[\begin{array}{ccccc}{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;0\&CenterDot;n_{\mathrm{oc}}}{5}}& e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;1\&CenterDot;n_{\mathrm{oc}}}{5}}& e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;2\&CenterDot;n_{\mathrm{oc}}}{5}}& e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;3\&CenterDot;n_{\mathrm{oc}}}{5}}& e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;4\&CenterDot;n_{\mathrm{oc}}}{5}}\end{array}\right]$

另一方面，通过资源索引识别用于PUCCH格式3的资源。例如，通过可以给出通过SCell PDCCH的传输功率控制（TPC）字段，可以指示更具体地说，通过下列表达式可以给出用于每个时隙的

表达式14

$n_{\mathrm{oc},0}^{\left(\tilde{p}\right)}=n_{\mathrm{PUCCH}}^{(3,\tilde{p})}\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{SF},1}^{\mathrm{PUCCH}}$

此处，表示用于时隙0的序列索引值并且表示用于时隙1的序列索引值在正常PUCCH格式3的情形下，在缩短的PUCCH格式3的情形下，和 $N_{\mathrm{SF},1}^{\mathrm{PUCCH}}=4.$

根据上述表达式，在缩短的PUCCH格式3的情形下(即，)，相同索引的正交序列用于时隙0和时隙1。

根据下列表达式，可以循环地移位块扩展复符号集合。

表达式15

${\tilde{y}}_n^{\left(\tilde{p}\right)}\left(i\right)=y_n^{\left(\tilde{p}\right)}\left((i+n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l))\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}\right)$

此处，n_s表示无线电帧中的时隙编号并且l表示在时隙中的SC-FDMA符号编号。如表达式12中定义此外， $n=0,...,N_{\mathrm{SF},0}^{\mathrm{PUCCH}}+N_{\mathrm{SF},1}^{\mathrm{PUCCH}}-1.$

根据下列表达式来变换-预编码每个循环移位复符号集合。结果，生成复符号块 $z^{\left(\tilde{p}\right)}\left(0\right),...,z^{\left(\tilde{p}\right)}((N_{\mathrm{SF},0}^{\mathrm{PUCCH}}+N_{\mathrm{SF},1}^{\mathrm{PUCCH}})N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}-1).$

表达式16

$z^{\left(\tilde{p}\right)}(n\&CenterDot;N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}+k)=\frac{1}{\sqrt{P}}\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{y}}_n^{\left(\tilde{p}\right)}\left(i\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;ik}}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}}$

$k=0,...,N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}-1$

$n=0,...,N_{\mathrm{SF},0}^{\mathrm{PUCCH}}+N_{\mathrm{SF},1}^{\mathrm{PUCCH}}-1$

在功率控制之后，将复符号块映射到物理资源。PUCCH在子帧中的每个时隙中使用一个资源块。在资源块中，被映射到未用于RS传输的天线端口p的资源元素(k,l)（参见表14）。开始从第一时隙执行并且随后在时隙k和随后时隙l上执行映射，并且随后以时隙编号的增加顺序执行。k表示子载波索引并且l表示在时隙中的SC-FDMA符号索引。P表示用于PUCCH传输的天线端口的数量。P表示用于PUCCH传输的天线的天线端口编号，并且下列表示出了p和之间的关系。

表16

PUCCH格式3使用正交码在SC-FDMA符号级传输块扩展信息。然而，根据上述方法，当UE高速移动时，用于块扩展的正交码的正交性能会劣化。这会减少控制信息的复用性能和传输可靠性。

在下文，在描述了对正交码的正交性能施加通信环境的影响之后，描述用于提高根据本发明的PUCCH格式3的正交性性能的方法。

首先，当将高速环境考虑为时，可以保持部分的正交性，以便有效率地保持正交码的正交性能。部分正交性是在正交码的一些元素之间的正交性。例如，部分正交性是在SF=4的代码的第一两个元素之间的正交性或者在最后两个元素之间的正交性。在高速环境中，SF=4的代码的部分正交性因为下列原因而劣化。例如，当在SC-FDMA符号的基础上被映射的正交码a=[+1 +1 +1 +1]和b=[+1 +1 -1 -1]被考虑时，两个代码是正交的（即，a·bH=0）。在四个SC-FDMA符号之间的信道应该是静态的，以便完全保持正交码之间的正交性。然而，在SC-FDMA符号之间的信道可以在高速环境中更改，其会使正交码的部分正交性和总体正交性能劣化。

此外，当将高速环境考虑为时，可以将正交码之间的正交性的鲁棒性随着正交码的索引n_oc之间的距离增加而增加。例如，与在n_oc=0和n_oc=3的正交码之间的正交性相比，在n_oc=0和n_oc=1的正交码之间的正交性对于通信环境更鲁棒。正交码索引n_oc可以是循环的。例如，n_oc=0和4的代码之间的正交性的鲁棒性等于n_oc=0和1的代码之间正交性的鲁棒性。

将参考图33描述为什么具有接近索引n_oc的代码的正交性为较少鲁棒性的原因。当对DFT码执行相关性计算（即，IDFT计算）时，由于DFT码的特性而可以获取脉冲响应。当信道在SC-FDMA符号域中是静态时，该信道处于平衰落状态。在该情形下，在执行IDFT计算之后，由于每个代码的信道响应被表示为脉冲函数则确保代码的正交性。然而，当信道是时间变量，例如当由于高速运动而导致信道更改时，该信道处于选择性的信道状态。在该情形下，在IDFT计算之后，将每个代码的信道响应表示为用于多路径的脉冲响应，如图33中所示。在该情形下，具有接近索引n_oc的代码可以如所示重叠。因此，当信道变化时，可以保持随着代码之间的距离（例如，差）的增加而对外部环境更加鲁棒的代码的正交性。

如上所述参考图32，当使用缩短的PUCCH格式3时，SF=5的DFT码可以用于时隙0，并且SF=4的沃尔什码可以用于时隙1。当考虑高速情形时，如果大量UE（或者大量天线端口）使用在时隙0中的其间具有小距离的代码，或者如果大量UE（或者大量天线端口）使用在时隙1中具有弱部分正交性的代码，则正交性会被显著地劣化。

用于估计正交码之间的正交性能的代码距离可以定义如下。

在SF=5代码（例如，DFT码）的情形下，在n_oc=m的正交码（下文称为代码n_oc#m）和n_oc=n的正交码（下文称为代码n_oc#n）之间的距离(d)可以定义如下。根据该定义，在SF=5的情形下，正交性随着代码距离增加对通信环境更加鲁棒。

表达式17

如果|n_oc#m-n_oc#n|>floor(SF/2),d=5-|n_oc#m-n_oc#n|,

否则,d=|n_oc#m-n_oc#n|

结束

此处，SF=5以及m和n是0和4之间的整数。||表示绝对值。floor()表示地板函数。

表17示出根据上述表达式的SF=5的DFT码之间的距离。此处，在n_oc和正交码之间的映射等于表15的常规代码配置的映射。

表17

[noc#m,noc#n]	距离
		(0,1)	1
(0,2)	2
		(0,3)	2
(0,4)	1
		(1,2)	1
(1,3)	2
		(1,4)	2
(2,3)	1
		(2,4)	2
(3,4)	1

随后，在SF=4的代码的情形下（例如，沃尔什码或哈达玛码），考虑部分正交性来定义代码距离。例如，可以将代码距离定义为四个元素的第一两个元素的互相关的绝对值及其最后两个元素的互相关的绝对值之和。根据该定义，在SF=4的情形下，该正交性随着代码距离减少而对通信环境更加鲁棒。

表18示出在SF=4沃尔什码之间的距离。此处，表示18使用与表15的相同的代码配置的正交码和n_oc的相同映射。

表18

表19示出当使用表15的代码配置时的代码距离。在该示例中，假定使用缩短的PUCCH格式。因此，在表19中仅示出在SF=5的情形下使用n_oc=0，1，2，3。表19示出其中根据表达式14在时隙0和时隙1中使用相同代码索引的情形。

表19

可以将代码距离的意义定义如下。正交性的鲁棒性在SF=5的情形下随着距离值增加而增加，并且在SF=4的情形下随着距离值减少而增加。因此，在[n_oc#m,n_oc#n]=(1,2)的情形下，在两个时隙中存在最差的代码距离。例如，让我们假定UE A(或者天线端口A)使用n_oc=1传送PUCCH，并且UE B(或者天线端口B)使用n_oc=2传送PUCCH。在该情形下，根据通信环境，在两个时隙中可能不确保正交性。

本发明提议了一种用于在时隙级将代码距离随机化以便解决上述问题的方法。在本发明中，假定使用被缩短的PUCCH格式3。因此，将参考其中除非以其他方式特定阐明即使当SF=5也仅使用n_oc=0,1,2,3的示例来描述本发明。然而，该示例并不是旨在排除当SF=5时n_oc=0,1,2,3,4的使用。

具体地，本发明提议了参考表15的配置来不同地使用SF=5的时隙0中的索引n_oc和使用SF=4的时隙1中的索引n_oc。例如，根据本发明，当在时隙0中使用的代码索引被称为n_oc,0并且在时隙1中使用的代码索引被称为n_oc,1时，其被给出为n_oc,0≠n_oc,1。在另一方面，根据常规PUCCH格式3，参考表15的配置其被给出n_oc,0＝n_oc,1。优先地，如果假定索引{n_oc,0(m),n_oc,1(m)}和索引{n_oc,0(n),n_oc,1(n)}被给出使得时隙0（SF=5OC）中的n_oc,0(m)和n_oc,0(n)之间的距离大（或小），还可以配置正交码索引使得在时隙1（SF=4OC）中的n_oc,1(m)和n_oc,1(n)之间的距离大（或小）。因此，当使用缩短的PUCCH格式3时，可以防止在两个时隙中扩展代码的正交性性能减少。

在示例性实施例中，可以实施在本发明中提议的方法，使得在时隙0和时隙1中使用相同的代码索引（即：n_oc,0＝n_oc,1）。在该情形下，通过表达式14可以给出每个时隙的代码索引。在下文描述中，为了方便描述，除非以其他方式具体阐述（即，n_oc＝(n_oc,0＝n_oc,1)），则n_oc,0和n_oc，1被称为n_oc。在该示例中，由于相同代码索引用于时隙0和时隙1，需要更改在表15中代码索引和正交码之间的映射，以便应用本发明的提议。即，在时隙0中的代码索引（n_oc,0）和正交码之间的映射可以被更改，在时隙1中的代码索引(n_oc,1)和正交码之间的映射被更改。

具体地，可以更改在用于[n_oc#m,n_oc#n]=(1,2)的时隙0和/或时隙1中的代码索引n_oc和正交码之间的映射，其将参考表15和表19在下文描述。即，在表15中，可以更改在的列和/或的列中的OC的阶，使得在时隙级将代码距离随机化。

就这点而言，针对[n_oc#m,n_oc#n]=(0,3)的组合，在SF=4的OC之间的距离是4的情形发生。因此，可以考虑到一种方法，在该方法中，当与n_oc=1或n_oc=2相对应的SF=5OC中的一个被更改时，在没有更改[n_oc#m,n_oc#n]=(0,3)的组合的SF=5OC之间的距离的情形下，[n_oc#m,n_oc#n]=(1,2)的组合的SF=5OC之间的距离[s2]是最优的。在一个示例中，可以仅针对SF=5来交换与n_oc=0和n_oc=1相对应的OC。在另一示例中，可以仅针对SF=5来交换n_oc=2和n_oc=3。

表20示出其中仅针对(即SF=5)可以更改与n_oc=0和n_oc=1相对应的OC的示例。表21示出用于表20的配置的距离值。表22示出其中仅针对(即SF=5)可以交换与n_oc=2和n_oc=3相对应的OC的示例。表23示出用于表22的配置的距离值。由于假定在该示例中如上述使用缩短的PUCCH格式3，则在此处假定仅n_oc=0、1、2、3也用于SF=5。

表20

表21

表22

表23

参考表21和23，在[n_oc#m,n_oc#n]=(0,3)和(1,2)的情形下，可以保持其中SF=5的第一时隙中在PUCCH信号之间的最优正交性而其中SF=4的第二时隙中在PUCCH信号之间的正交性为最差。因此，可以防止在两个时隙中最差代码距离的发生，并且因此可以在各种通信环境（例如，在高速环境中）确保在PUCCH信号之间的正交性。

在另一示例中，仅针对SF=4可以更改代码索引n_oc和OC之间的映射。例如，仅针对SF=4可以交换与n_oc=0和n_oc=1相对应的OC。在另一示例中，仅针对SF=4可以交换与n_oc=2和n_oc=3相对应的OC。

表24示出在表15中仅针对（即，SF=4）交换与n_oc=0和n_oc=1相对应的OC的示例。表25示出用于表24的配置的距离值。表26示出其中在表15中仅针对（即，SF=4）交换与n_oc=2和n_oc=3相对应的OC的示例。表27示出用于表26的配置的距离值。

表24

表25

表26

表27

参考表25和表27，在[n_oc#m,n_oc#n]=(0,1)、(1,2)和(2,3)的情形下，可以保持其中SF=4的第二时隙中在PUCCH信号之间的最优正交性，而其中SF=5的第一时隙中在PUCCH信号之间的正交性最差。因此，可以防止在两个时隙中最差代码距离的发生，并且因此可以确保在各种通信环境（例如，高速环境中）中在PUCCH信号之间的正交性。

下文是本发明的另一方面的描述。通常，使用从UE传送的PRACH前导可以确定UL同步。当UE将PRACH前导传送到BS时，BS将使用测量的定时值的定时超前（TA）值通知给UE。UE根据TA来控制UL传输定时。结果，BS在相同定时从所有UE能够接收信号。另一方面，在3GPP Rel-8中，由于TA的粒度（granularity）是0.52us的倍数，则在±0.52us内存在模糊性（ambiguity）。因此，本发明建议OC设计考虑残余定时（residual timing）。

图34示出对正交码的正交性施加残余定时的影响。

首先，为了解释，将表15改写为表28。

表28

在该示例中，假定与n_oc=2和n_oc=3相对应的SF=4 OC向量用于PUCCH格式3的时隙1中。下文是与n_oc=2和n_oc=3相对应的OC向量。

n_oc=2:[+1 -1 -1 +1]

n_oc=3:[+1 +1 -1 -1]

参考图34，当考虑残余定时影响时，存在通过BS接收与n_oc=2和n_oc=3相对应的OC向量的时间之间的差(△)。具体地，当Δ=0时，BS同步接收与n_oc=2和n_oc=3相对应的OC向量。一方面，当Δ=1时，BS在一个符号之后接收与n_oc=3相对应的OC向量。因此，BS看到与n_oc=3相对应的OC向量的+1移位版本向量（shift version vector）。类似地，当Δ=-1时，BS在一个符号之前，接收对应于n_oc=3的OC矢量。因此，BS看到与n_oc=3相对应的OC向量的-1移位版本向量。如所示出的，当Δ=0时保持在代码之间的正交性，同时当Δ=+1或-1时互相关值增加。即，当由于残余定时效果等导致接收OC向量的时间之间的差存在时，会显著地劣化正交码的正交性性能。

因此，可以考虑上述OC交换以解决上述问题。在表15（或者表28）的OC交换中，SF=5代码（例如，DFT码）的交换等于SF=4代码（例如，沃尔什码）的交换。虽然为了容易解释，下文描述仅给出SF=4OC的交换，但是本发明包括SF=4OC的交换。

表29示出仅针对表15（或表28）中的（即，SF=4）的与n_oc=0和n_oc=3相对应的OC的交换的示例。

表29

图35示出当使用表28的代码配置时代码的正交性性能。与图34相似，假定与n_oc=2和n_oc=3相对应的SF=4OC向量用于PUCCH格式3的时隙1中。下文描述是与n_oc=2和n_oc=3相对应的OC向量。

n_oc＝2:[+1 -1 -1 +1]

n_oc＝3:[+1 +1 +1 +1]

从图35，能够看出在代码之间的互相关值小，具体地，当Δ=0和-1、当Δ=+1或-1时，在代码之间的互相关值是0。因此，即使当在由于残余定时效果等导致接收OC向量的时间之间的差存在时，也可以有效率地保持正交码的正交性性能。

表30至表35示出其中将OC交换应用到表15（或表28）的(即，SF=4)的各种修正示例。表30示出其中与n_oc=0和n_oc=1相对应的OC被交换的示例。表31示出其中与n_oc=0和n_oc=2相对应的OC被交换的示例。表32示出其中与n_oc=0和n_oc=3相对应的OC被交换的示例。表33示出其中与n_oc=1和n_oc=2相对应的OC被交换的示例。表34示出其中与n_oc=0和n_oc=3相对应的OC被交换的示例。表35示出其中与n_oc=2和n_oc=3相对应的OC被交换的示例。虽然这些示例示出其中在表15中仅针对的列交换OC（例如，沃尔什码）的情形，这种交换等效于的列中的OC（例如，DFT码）的交换，如上所述。

表30

表31

表32

表33

表34

表35

图36示出其中根据本发明的实施例的传送PUCCH信号的示例。

如图36中所示，BS和UE配置多个小区(S3602)。多个小区包括一个PCell以及一个或多个SCell。因此，UE通过PUCCH传送上行链路控制信息(S3604)。上行链路控制信息包括调度请求信息、信道状态信息和下行链路信号的接收响应信息（例如，ACK/NACK/DTX响应）中的至少一个。此处，下行链路信号包括PDCCH信号或者与PDCCH信号相对应的PDSCH，并且PDCCH信号包括在SCell中传送的PDCCH(SCell PDCCH)信号。

在该示例中，PUCCH包括PUCCH格式3。用于传送PUCCH信号的过程包括用于确定PUCCH资源分配的过程以及用于生成PUCCH信号的过程。使用表达式14可以执行PUCCH资源分配。PUCCH信号生成过程可以包括上述参考图29至图32描述的过程。具体地，PUCCH信号生成过程包括用于在SC-FDMA符号级对调制符号块进行块扩展的过程。此处，在时隙级用于块扩展的正交码已经随机化。例如，使用表20、22、24、26和29至35的代码配置可以执行块扩展。

图37示出能够应用本发明实施例的BS和UE。当在无线通信系统中包括中继器时，回程链路中在BS和中继器之间执行通信，并且在接入链路中在中继器和UE之间执行通信。因此，在图37中示出的BS或UE根据情形可以由中继器取代。

如图37中所示，无线通信系统包括基站（BS，110）和用户设备（UE，120）。基站110包括处理器112、存储器114和射频（RF）单元116。可以配置处理器112以便实施在本发明中提议的过程和/或方法。存储器114被连接到处理器112，并且存储与处理器112的操作相关联的各种信息。RF单元116被连接到处理器112并且传送和/或接收无线电信号。用户设备120包括处理器122、存储器124、以及RF单元126。处理器122可以被配置以便实施在本发明中提议的过程和/或方法。存储器124被连接到处理器122并且存储与处理器122的操作相关的各种信息。RF单元126被连接到处理器122并且传送和/或接收无线电信号。基站110和/或用户设备120可以包括单一天线或多个天线。

通过以特定形式将本发明的组件和特征组合来提供上述实施例。除非以其他方式明确说明，应该考虑本发明的组件或特征是可选的。在没有将其他组件或特征组合的情形下，可以实施组件或特性。通过组合这些组件和/或特征中的一些也可以提供本发明的实施例。在本发明的实施例中上述描述的操作的顺序可以被更改。一个实施例的一些组件或特征可以被包括在另一实施例中，或者可以由另一实施例的相应组件或特征取代。显而易见的是，未明确彼此依赖的权利要求能够被组合以提供实施方式，或者在该申请提交之后通过修正能够添加新的权利要求。

主要关于在终端和基站之间的信号通信关系已经描述了本发明的实施例。可以将通信关系扩展（或等同或相似地应用）到终端和中继器之间或者中继器和基站之间的信号通信。通过根据需要的上层节点也可以执行已被描述为通过基站执行的特定操作。即，对本领域的技术人员显而易见的是，基站或其他网络节点在包括含有基站的多个网络节点的网络中可以执行用于与终端通信的各种操作。术语“基站”可以由诸如”固定站“、”节点B“、”e节点B(eNB)“或者”接入点“的其他术语取代。术语”终端“也可以由诸如”用户设备（UE）“、”移动站（MS）“或者“移动订户站（MSS）”取代。

通过硬件、固件、软件或其任何组合能够实施本发明的实施例。在其中通过硬件实施本发明的情形下，通过一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实施本发明的实施例。

通过固件和软件可以实施本发明的情形下，以模块、处理、功能或执行上述特征或操作等形式可以实施本发明的实施例。可以将软件代码存储在存储器单元中，以便通过处理器执行。存储器单元可以位于存储器的内部或外部，并且通过各种已知器件可以与处理器通信数据。

本领域的技术人员应该明白，在不脱离本发明精神的情形下，能够以除了此处所述的方法之外的其他特定形式来体现本发明。因此，能够将上述描述从所有方面解释为示出性而非限制性的。通过所附权利要求的合理解释应该确定本发明的范围，并且属于本发明的同等范围内的所有更改旨在属于本发明的范围内。

工业应用性

本发明可应用到无线移动通信系统中的用户设备、基站或其他设备。具体地，本发明可应用到用于传送上行链路控制信息的方法及其装置。

Claims (15)

1.一种用于在无线通信系统中传送物理上行链路控制信道(PUCCH)信号的通信设备的方法，所述方法包括：

使用与序列索引n_oc相对应的长度的正交序列，将第一调制符号块扩展；

使用与所述序列索引n_oc相对应的长度的正交序列，将第二调制符号块扩展；以及

将与所述第一调制符号和所述第二调制符号的块扩展调制符号相对应的复符号映射到用于PUCCH传输的物理资源，

其中，通过使用下列关系给出长度5的正交序列和长度4的正交序列：

2.根据权利要求1所述的方法，其中，通过使用对所述第一调制符号和所述第二调制符号的块扩展调制符号执行循环移位和离散傅里叶变换(DFT)预编码，获取所述复符号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，通过用于探测参考信号(SRS)的子帧来传送所述PUCCH信号。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，使用时隙0中的5个单载波频分多址(SC-FDMA)符号来传送所述PUCCH信号，以及使用时隙1中的4个SC-FDMA符号来传送所述PUCCH信号。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，使用所述时隙0中的索引0、2、3、4和6的SC-FDMA符号来传送所述PUCCH信号，以及使用所述时隙1中的索引0、2、3和4的SC-FDMA符号来传送所述PUCCH信号。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，第一调制符号序列通过时隙0来传送，以及第二调制符号序列通过时隙1来传送。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述PUCCH信号包括上行链路控制信息(UCI)。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，针对所述通信设备配置多个服务小区。

9.一种用于在无线通信系统中传送物理上行链路控制信道(PUCCH)信号的通信设备，所述通信设备包括：

第一扩展装置，所述第一扩展装置用于使用与序列索引n_oc相对应的长度的正交序列将第一调制符号块扩展；

第二扩展装置，所述第二扩展装置用于使用与所述序列索引n_oc相对应的长度的正交序列将第二调制符号块扩展；以及

映射装置，所述映射装置用于将与所述第一调制符号和所述第二调制符号的块扩展调制符号相对应的复符号映射到用于PUCCH传输的物理资源，

其中，通过使用下列关系给出长度5的正交序列和长度4的正交序列：

10.根据权利要求9所述的通信设备，其中，通过用于探测参考信号(SRS)的子帧来传送所述PUCCH信号。

11.根据权利要求10所述的通信设备，其中，使用时隙0中的5个单载波频分多址(SC-FDMA)符号来传送所述PUCCH信号，以及使用时隙1中的4个SC-FDMA符号来传送所述PUCCH信号。

12.根据权利要求11所述的通信设备，其中，使用所述时隙0中的索引0、2、3、4和6的SC-FDMA符号来传送所述PUCCH信号，以及使用所述时隙1中的索引0、2、3和4的SC-FDMA符号来传送所述PUCCH信号。

13.根据权利要求9所述的通信设备，其中，通过时隙0来传送第一调制符号序列，以及通过时隙1来传送第二调制符号序列。

14.根据权利要求9所述的通信设备，其中，所述PUCCH信号包括上行链路控制信息(UCI)。

15.根据权利要求9所述的通信设备，其中，针对所述通信设备配置多个服务小区。