CN102882462A

CN102882462A - 组合式svpwm调制方法

Info

Publication number: CN102882462A
Application number: CN2012103565033A
Authority: CN
Inventors: 马艳丽; 张东海; 颜宇杰
Original assignee: United Automotive Electronic Systems Co Ltd
Current assignee: United Automotive Electronic Systems Co Ltd
Priority date: 2012-09-21
Filing date: 2012-09-21
Publication date: 2013-01-16
Anticipated expiration: 2032-09-21
Also published as: CN102882462B

Abstract

本发明公开了一种组合式SVPWM调制方法，根据交流电机的定子频率不同而采用不同的SVPWM方法；当交流电机的定子频率位于低频区段，则采用半频式SVPWM方法；当交流电机的定子频率位于中低频区段，则采用平顶SVPWM方法；当交流电机的定子频率位于中高频区段，则采用七段式SVPWM方法；当交流电机的定子频率位于高频区段，则采用FFC SVPWM方法。上述四种SVPWM方法在逆变器的功率损耗上，一般情况下是七段式SVPWM＞平顶SVPWM＞半频式SVPWM＞FFC SVPWM；在扭矩控制精度上，则在不同的频率范围各有最优。本发明将这四种SVPWM方法组合使用，在电机的不同工况下使用不同的SVPWM调制方法，发挥各自所长；从而同时兼顾较低的逆变器功率损耗和较高的扭矩控制精度，并且还增大了电机运行在高频区段时的输出功率。

Description

组合式SVPWM调制方法

技术领域

本申请涉及一种交流电机的控制方法，特别是涉及一种SVPWM(space vector PWM，电压空间矢量脉宽调制)方法。

背景技术

SVPWM是交流电机的一种控制方法，该方法将逆变器和交流电机作为一个整体考虑，不再拘泥于使逆变器的输出电压尽量接近于三相对称正弦波，而是着眼于使交流电机尽量形成圆形的磁链运动轨迹，并以此为目标来控制逆变器的开关状态形成PWM波形。

常用的SVPWM方法包括七段式SVPWM、平顶(Flat-Top)SVPWM、半频式SVPWM、FFC(基频时钟，Fundamental Frequency Clocking)SVPWM等。

请参阅图1，这是三相逆变器为交流电机供电的原理图。三相逆变器具有三个桥臂A、B、C，每个桥臂由两个功率开关器件串联组成。为简化起见，将功率开关器件部以开关符号表示。为使电机对称工作，必须三相同时供电，即在任一时刻每个桥臂有且仅有一个功率开关器件导通。在每个桥臂中，上桥臂的功率开关器件导通、同时下桥臂的功率开关器件关断，该状态用“1”表示；上桥臂的功率开关器件关断、同时下桥臂的功率开关器件导通，该状态用“0”表示。那么三相逆变器一共有八种开关状态，如下表1所示。前六种开关状态可使三相逆变器正常工作，分别对应于六个基本电压空间矢量U₀、U₆₀、U₁₂₀、U₁₈₀、U₂₄₀、U₃₀₀。后两种开关状态则是无用的，对应于两个零矢量。零矢量作用于电机时，不形成磁链矢量。除零矢量以外的电压空间矢量作用于电机时，会在电机中形成相应的磁链矢量。

A桥臂	B桥臂	C桥臂	电压空间矢量
				1	0	0	U₀
1	1	0	U₆₀
				0	1	0	U₁₂₀
0	1	1	U₁₈₀
				0	0	1	U₂₄₀

1	0	1	U₃₀₀
				1	1	1	零矢量
0	0	0	零矢量

表1三相逆变器的八种开关状态

请参阅图2，将六个基本电压空间矢量的起点放在一起，形成放射状，它们的幅值均为2Ud/3，Ud为图1中的直流侧电压。这六种基本电压空间矢量划分出了六个扇区，每个扇区均为60度。

请参阅图3，六个基本电压空间矢量也可以首尾相连，形成一个正六边形。

假设在第一扇区，逆变器的开关状态保持为100，则电压空间矢量为图3中的U₀，此时电机的磁链矢量为图4中的Ψ₀。当进入第二扇区后，逆变器的开关状态变为110且保持不变，则电压空间矢量为图3中的U₆₀，此时电机的磁链矢量为图4中的Ψ₆₀。那么从第一扇区进入第二扇区，磁链矢量的顶端运动轨迹为图4中的ΔΨ₁。以此类推，对于360度的周期，磁链矢量的顶端运动轨迹为图4中的正六边形。

为了使电机产生尽量接近于圆形的磁链运动轨迹，就要求逆变器在每个扇区中不再保持一个开关状态，而是以八个开关状态的先后顺序、持续时间加以组合。请参阅图5，电压空间矢量U_out为基本电压空间矢量U₀和U₆₀的矢量和，U_out＝t1/tz×U₀+t2/tz×U₆₀。其中，t1为U₀的持续时间，t2为U₆₀的持续时间，tz为U_out的持续时间由角度θ表示。请参阅图6，新的电压空间矢量U_out对应的磁链矢量为Ψ_out，此时电机的磁链矢量的顶端运动轨迹为ΔΨ₁₁。显然，以同样的方式引入更多的由基本电压空间矢量组合形成的电压空间矢量，这些新引入的电压空间矢量与基本电压空间矢量均持续相同的tz时间，将使得磁链矢量的顶端轨迹将呈现一个新的正多边形，比正六边形更逼近圆形。对于tz-t1-t2＞0的情况，则引入两个零矢量补充剩余时间。

对于图1所示的三相逆变器，每个桥臂的开关状态或者是0、或者是1，因而可以用一个方波来表示。请参阅图7，这里表示出了三个桥臂在第一扇区内的一个PWM周期内的方波波形。所述PWM周期就是指每个电压空间矢量的持续时间tz。在一个PWM周期内三个桥臂的方波信号的占空比不同，体现出脉宽调制的特性。仔细分析图7可以发现，这三个桥臂的方波信号将整个PWM周期划分为七个部分，每个部分是一种逆变器的开关状态，其中t0表示零矢量000持续时间，t7表示零矢量111持续时间，t0＝t7＝1/2×(tz-t1-t2)。这就是七段式SVPWM方法在一个PWM周期内的波形，其特点是将tz-t1-t2的剩余时间平均分配给两个零矢量000和111。

图7所示的PWM方波是由一个调制波与三角波比较幅值大小后得到的。请参阅图8，这显示了七段式SVPWM方法的调制波，大致呈正弦波波形，但波峰、波谷位置呈马鞍状。在调制波的一个360度周期内具有多个幅值恒定、周期也恒定的三角波。三角波的周期就是一个PWM方波的周期，即tz。当调制波的幅值＞三角波的幅值，则该PWM周期的相应部分呈现为高电平；当调制波的幅值＜三角波的幅值，则该PWM周期的相应部分呈现为低电平。图8仅表示出一个调制波和由此产生的一个桥臂的PWM方波，对于三相逆变器而言具有三个调制波，它们的形状相同但相位相差120度。

由图8所示的PWM方波可知，七段式SVPWM方法在调制波的一个360度周期内不停地开关逆变器中的功率开关器件，因此其开关损耗比较大。但在每个PWM周期内将零矢量000和111的作用时间平均分配、多点分散插入(而非集中插入)，可以减少电动机输出电流谐波的分量和扭矩的脉动。

与七段式SVPWM方法采用多点分散插入零矢量的方式不同，平顶SVPWM方法采用集中插入零矢量的方式，如图9所示。在一个扇区的所有PWM周期内，只使用零矢量000而不使用零矢量111；在与之相邻的另一个扇区的所有PWM周期内，只使用零矢量111而不使用零矢量000；如此交替进行。每个PWM周期被划分为五个部分，每个部分是一种逆变器的开关状态。

图9所示的PWM方波是由一个调制波与三角波比较幅值大小后得到的。请参阅图10，这显示了平顶SVPWM方法的调制波，大致呈正弦波波形，但波峰、波谷位置向外凸出成“平顶”状，且波峰和波谷之间的连接线呈“之”字形。在调制波的一个360度周期内具有多个幅值恒定、周期也恒定的三角波。三角波的周期就是一个PWM方波的周期，即tz。当调制波的幅值＞三角波的幅值，则该PWM周期的相应部分呈现为高电平；当调制波的幅值＜三角波的幅值，则该PWM周期的相应部分呈现为低电平。图10仅表示出一个调制波和由此产生的一个桥臂的PWM方波，对于三相逆变器而言具有三个调制波，它们的形状相同但相位相差120度。

由图10所示的PWM方波可知，平顶SVPWM方法在调制波的一个360度周期内仅有2/3的时间不停地开关逆变器中的功率开关器件，另外1/3的时间不进行开关，因此其开关损耗能减少1/3。但这种集中插入零矢量的方式必然导致较大的电流谐波分量和扭矩波动。

如果将七段式SVPWM方法中的三角波周期改为原来的两倍，则PWM周期也变为原来的两倍，功率开关器件的开关频率将降为原来的1/2，这就是半频式SVPWM方法。显然，半频式SVPWM方法与七段式SVPWM方法相比可减少1/2的开关损耗，但也增加了输出电流的谐波分量。

如果在360度的周期内，逆变器在每个扇区仅输出一个基本电压空间矢量，如图3所示；定子的磁链矢量的运动轨迹为正六边形，如图4所示。这就是FFC SVPWM方法。这种方法通常适用于电机的高频工作区间，此时电压空间矢量从一个扇区运动到另一个扇区的时间非常短，与功率开关器件的开关时间是一个数量级(例如IGBT器件的开关时间约为100μs)，因此没有必要进行矢量合成。正六边形的磁链运动轨迹下的电压空间矢量的幅值，是圆形的磁链运动轨迹下的电压空间矢量的幅值的

(约1.15)倍，因而FFC SVPWM方法提高了电压利用率，也就提高了电机的输出功率。

新能源汽车包括混合动力汽车、电动汽车等，高压电池的能量是通过逆变器传递给交流电机的，其中必然会有一部分能量消耗在逆变器上。逆变器的损耗较大会带来如下缺点：

其一，逆变器损耗大将使得电机驱动系统的效率低下，而这会影响电动汽车的续航里程。

其二，逆变器损耗大还会产生较高热量，造成新能源汽车冷却系统的散热负荷过大。考虑到逆变器的实际散热能力有限，为了避免逆变器产生大量热量，就要限制流经逆变器的电流就不能很大，因此也就限制了逆变器的电流输出能力。

因此，如果能够将逆变器的损耗控制在较小水平，同时使得电机输出较高的扭矩控制精度，对于新能源汽车乃至其他领域的应用，都是极具竞争力的。

发明内容

本申请所要解决的技术问题是提供一种组合式SVPWM调制方法，一方面用来减小逆变器的功率损耗、提高电机驱动系统的效率；另一方面还能顺带着降低逆变器的发热量、减轻散热系统的负荷；最后能实现较高的扭矩控制精度，并提高逆变器的电流输出能力。

为解决上述技术问题，本申请组合式SVPWM调制方法根据交流电机的定子频率不同而采用不同的SVPWM方法；

当交流电机的定子频率位于低频区段，则采用半频式SVPWM方法；

当交流电机的定子频率位于中低频区段，则采用平顶SVPWM方法；

当交流电机的定子频率位于中高频区段，则采用七段式SVPWM方法；

当交流电机的定子频率位于高频区段，则采用FFC SVPWM方法。

上述四种SVPWM方法在逆变器的功率损耗上，是七段式SVPWM＞平顶SVPWM＞半频式SVPWM＞FFC SVPWM(当交流电机的定子频率在10000Hz以下的一般情况下)；在扭矩控制精度上，则在不同的频率范围各有最优。本申请将这四种SVPWM方法组合使用，在电机的不同工况下使用不同的SVPWM调制方法，发挥各自所长；从而同时兼顾较低的逆变器功率损耗和较高的扭矩控制精度，并且还增大了电机运行在高频区段时的输出功率。

附图说明

图1是三相逆变器为交流电机供电的原理图；

图2是六个基本电压空间矢量起点相同的放射状图；

图3是六个基本电压空间矢量首尾相连的正六边形图；

图4是磁链矢量的顶端运动轨迹的示意图；

图5是由基本电压空间矢量组合形成新的电压空间矢量的示意图；

图6是图5所示的新的电压空间矢量所对应的新的磁链矢量的示意图；

图7是七段式SVPWM方法在一个PWM周期内的三相桥臂状态示意图；

图8是七段式SVPWM方法的调制波与三角波比较得到控制方波的示意图；

图9是平顶式SVPWM方法在一个PWM周期内的三相桥臂状态示意图；

图10是平顶式SVPWM方法的调制波与三角波比较得到控制方波的示意图；

图11是七段式SVPWM方法在50Hz的定子频率、100Nm的指令扭矩的仿真环境下的实际扭矩输出波形；

图12是平顶SVPWM方法在50Hz的定子频率、100Nm的指令扭矩的仿真环境下的实际扭矩输出波形；

图13是半频式SVPWM方法在50Hz的定子频率、100Nm的指令扭矩的仿真环境下的实际扭矩输出波形；

图14是七段式SVPWM和FFC SVPWM方法在1000Hz的定子频率、30Nm的指令扭矩的仿真环境下的实际扭矩输出波形；

图15是本申请获取A点、B点、C点的方法的流程图。

具体实施方式

根据七段式SVPWM、平顶SVPWM、半频式SVPWM、FFC SVPWM的不同调制原理，在仿真软件(例如装有Simulink工具包的Matlab软件等)中对这四种SVPWM方法在永磁同步电机各个运行点(不同转速和不同转矩下)的电磁扭矩波动量和功率开关器件(例如二极管、IGBT器件等)的损耗进行对比，仿真结果如下面四个表格所示。

表2小扭矩下的原始仿真结果

表3中等扭矩下的原始仿真结果

表4大扭矩下的原始仿真结果

表5七段式与FFC的原始仿真结果

请参阅图11至图13，分别是七段式SVPWM、平顶SVPWM、半频式SVPWM方法在50Hz定子频率和100Nm指令扭矩下的实际电磁扭矩波形。图14是1000Hz定子频率和30Nm指令扭矩下的实际电磁扭矩波形，在0.05秒之前为七段式SVPWM，0.05秒之后为FFCSVPWM。图11至图14的横坐标表示时间，单位为秒；纵坐标表示扭矩，单位为Nm(牛米)。

结合表2至表5、图11至图14的仿真结果可知：

一、在功率开关器件的损耗方面：与常规的七段式SVPWM相比，平顶SVPWM能将功率开关器件的开关损耗(即上面四个表格中的IGBT器件开关损耗、二极管反向恢复损耗)减小1/3；半频式SVPWM能将功率开关器件的开关损耗减小1/2；FFC SVPWM能将功率开关器件的开关损耗减小得更多，具体减小量取决于永磁同步电机的定子频率。当电机极对数一定时，也可以说减小量取决于电机转速。例如当电机定子频率在1000Hz时，FFC SVPWM能将开关损耗减小9/10。因此在一般情况下(即定子频率不超过10000Hz，其实很少有车用大功率永磁同步电机的定子频率能超过10000Hz的，通常最高频率仅在1000Hz左右)，这四种调制方法的功率开关器件损耗从大到小依次为：七段式SVPWM、平顶SVPWM、半频式SVPWM、FFC SVPWM。

二、在扭矩波动量方面：在四种调制方法中，七段式SVPWM的扭矩波动量最小。其它三种调制方法的扭矩波动量大小取决于永磁同步电机的定子频率。在本仿真中，当定子频率为50Hz以下时，扭矩波动量从小到大依次为：七段式SVPWM、半频SVPWM、平顶SVPWM，而FFC SVPWM的电磁扭矩并不能收敛。当定子频率为50Hz～300Hz时，扭矩波动量从小到大依次为：七段式SVPWM、平顶SVPWM、半频式SVPWM，而FFC SVPWM的电磁扭矩也不能收敛。当定子频率大于1000Hz时，平顶SVPWM、半频式SVPWM已不再适用，而FFC SVPWM的扭矩波动量会随着转速的升高而减小，但仍略大于七段式SVPWM。

因此，如果在永磁同步电机运行的整个频率范围内都采用七段式SVPWM，那么电机的扭矩波动量是最小的，但逆变器的损耗却最大。其它三种SVPWM方法都能降低逆变器的损耗，但它们的扭矩波动量却取决于定子频率：当定子频率为50Hz以下时，半频式SVPWM的扭矩波动量最小；当定子频率为50Hz～300Hz时，平顶SVPWM的扭矩波动量最小；当定子频率大于1000Hz时，FFC SVPWM的扭矩波动量最小。

为了在降低逆变器功率损耗的同时仍能兼顾电机的扭矩控制性能，本申请采用分频率段的组合式SVPWM方法，具体技术方案如下：设电机的定子频率为f，将其可能的取值划分为四段：低频区间、中低频区间、中高频区间、高频区间。A、B、C为三个频率值，且A＜B＜C。A点是低频区间和低中频区间的分界点。B点是中低频区间和中高频区间的分界点。C点是中高频区间和高频区间的分界点。当f落入低频区间时，采用半频式SVPWM。当f落入中低频区间时，采用平顶SVPWM。当f落入中高频区间时，采用七段式SVPWM。当f落入高频区间时，采用FFC SVPWM。当f为各分界点的频率值时，可以采用以该频率值为端点的前后两区间的SVPWM方法中的任何一种。

在表2至表5、图11至图14所示的仿真中，A＝50Hz，B＝300Hz，C＝1000Hz。

请参阅图15，本申请同时给出了如何精确获取A、B、C三点的方法，包括如下步骤：

第1步，首先设置一个机略低频区间，该机略低频区间至少包括上述仿真得到的A点即50Hz。优选地，该机略低频区间为30Hz～100Hz。在该机略低频区间内，采集半频式SVPWM和七段式SVPWM的扭矩波动量并计算它们的差值，所述差值计算绝对值不计正负。然后将令两者差值最小的频率点作为A点。如果令两者差值最小的频率点有多个，那么取这多个频率点中的最高频率点作为A点。

第2步，首先设置一个机略中低频区间，该粗略中低频区间至少包括上述仿真得到的B点即300Hz。优选地，该中低频区间为A点～500Hz。在该机略中低频区间内，采集平顶SVPWM和七段式SVPWM的扭矩波动量并计算它们的差值，所述差值计算绝对值不计正负。然后将令两者差值最小的频率点作为B点。如果令两者差值最小的频率点有多个，那么取这多个频率点中的最高频率点作为B点。

第3步，首先设置一个机略高频区间，该机略高频区间至少包括上述仿真得到的C点即1000Hz。优选地，该高频区间为800Hz～电机最高频率。在该机略高频区间内，采集FFC SVPWM和七段式SVPWM的扭矩波动量并计算它们的差值，所述差值计算绝对值不计正负。然后将令两者差值最小的频率点作为C点。如果令两者差值最小的频率点有多个，那么取这多个频率点中的最低频率点作为C点。

上述方法的三个步骤之间没有严格的前后顺序。例如，第3步也可以最先执行。如果第2步先于第1步执行，那么可参考仿真结果，将100Hz～500Hz设为机略中低频区间。

本申请组合式SVPWM方法无需改变硬件电路，只需修改软件中电机控制的相关代码以及匹配参数即可。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims

1.一种组合式SVPWM调制方法，其特征是，根据交流电机的定子频率不同而采用不同的SVPWM方法；

当交流电机的定了频率位于低频区段，则采用半频式SVPWM方法；

当交流电机的定子频率位于高频区段，则采用FFC SVPWM方法。

2.根据权利要求1所述的组合式SVPWM调制方法，其特征是，所述低频区段与中低频区段的分界点为A点，中低频区段与中高频区段的分界点为B点，中高频区段与高频区段的分界点为C点。

3.根据权利要求2所述的组合式SVPWM调制方法，其特征是，精确获取A、B、C三点的方法包括如下步骤：

第1步，首先设置一个粗略低频区间，至少包括50Hz；

在该粗略低频区间内，采集半频式SVPWM和七段式SVPWM的扭矩波动量并计算它们的差值，所述差值计算绝对值不计正负；

然后将令两者差值最小的频率点作为A点；

如果令两者差值最小的频率点有多个，那么取这多个频率点中的最高频率点作为A点；

第2步，首先设置一个粗略中低频区间，至少包括300Hz；

在该粗略中低频区间内，采集平顶SVPWM和七段式SVPWM的扭矩波动量并计算它们的差值，所述差值计算绝对值不计正负；

然后将令两者差值最小的频率点作为B点；

如果令两者差值最小的频率点有多个，那么取这多个频率点中的最高频率点作为B点。

第3步，首先设置一个粗略高频区间，至少包括1000Hz；

在该粗略高频区间内，采集FFC SVPWM和七段式SVPWM的扭矩波动量并计算它们的差值，所述差值计算绝对值不计正负；

然后将令两者差值最小的频率点作为C点；

如果令两者差值最小的频率点有多个，那么取这多个频率点中的最低频率点作为C点。

4.根据权利要求3所述的组合式SVPWM调制方法，其特征是，所述粗略低频区间为30Hz～100Hz。

5.根据权利要求3所述的组合式SVPWM调制方法，其特征是，所述中低频区间为A点～500Hz。

6.根据权利要求3所述的组合式SVPWM调制方法，其特征是，所述中低频区间为100Hz～500Hz。

7.根据权利要求3所述的组合式SVPWM调制方法，其特征是，所述高频区间为800Hz～电机最高频率。

8.根据权利要求3所述的组合式SVPWM调制方法，其特征是，所述方法的第1步、第2步、第3步的顺序任意调换。