CN102882238A - 不断电电源供应器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种不断电电源供应器，包含：整流电路，产生直流电压；储能单元；逆变电路，将直流电压转换为三相调制电压；滤波电路；旁路开关电路，使三相负载电压选择性地为三相市电或三相逆变电压；以及控制电路，控制不断电电源供应器运作。当三相市电中断或异常时，旁路开关电路与逆变电路运作；其中，在第二电感性负载启动运作的瞬时与之后的稳态，控制电路可分别采用不同运作模式的磁通补偿策略调整三相负载电压的电压值，进而进行第二电感性负载的磁通量补偿或修正，使第二电感性负载的磁通分布不会引起磁饱和的状况。

Description

不断电电源供应器

技术领域

本发明涉及一种电源供应器，尤指一种具有抑制涌浪电流功能的不断电电源供应器。

背景技术

随着信息工业与高科技产业的快速发展，大部分的精密电子仪器与设备需要依赖高质量的电源供应来维持正常的运作。在各种供电方式中，不断电电源供应器(Uninterruptible Power Supply，UPS)除了可以确保供电来源的可靠度外，更可以提供高质量电力波形，以致不断电电源供应器已经成为现今确保供电可靠度与提供高质量电力的一种最佳方案。

一般而言，不断电电源供应器设置在外部供电系统与负载之间。当外部供电系统如市电(commercial AC)所提供的电力质量足以满足负载所需时，不断电电源供应器可依据用电效率，选择性地为负载提供与市电同步的电力，或经由逆变电路将市电转换成备用电能储存于蓄电池中。一但市电发生中断或异常时，不断电电源供应器会立即将蓄电池所储存的备用电能通过逆变器(inverter)转换成为交流电源并传送至负载，以确保负载的正常运作。

公知不断电电源供应器在供电至电感性负载，例如变压器或电动机械，当负载电压受到扰动时，会致导电感性负载的磁通量(flux)在正、负半周期之间不平衡，进而引起磁通饱和的现象，产生涌浪电流(inrush current)。涌浪电流不但可能造成不断电电源供应器损坏，更可能触发不断电电源供应器的过电流保护机制，使不断电电源供应器停止运作，连带使负载停机。如此一来，不断电电源供应器便无法在市电发生异常或中断时提供电感性负载运作所需电力，即无法确保电感性负载不受市电异常或中断的影响而正常运作。

目前决解上述问题方式为：(1)采用较电感性负载的额定容量大数倍的不断电电源供应器，以避免涌浪电流造成不断电电源供应器停止运作或损坏的问题；(2)在不断电电源供应器的输出侧串连一阻抗电路(resistance bank)，当电感性负载开始运作或负载电压受到扰动时，可通过此一串连阻抗来抑制涌浪电流的振幅。

然而，上述的这些方法不但会造成不断电电源供应器的生产成本及体积增加，且仅能抑制单一负载的涌浪电流现象。若是不断电电源供应器的供电对象包含多个不同额定且开始运作时间不同的电感性负载时，上述方法仍无法有效解决磁通饱和与涌浪电流的问题。

因此，如何发展一种可改进上述公知技术缺陷且应用于不断电电源供应器的电压与电流控制策略，实为目前迫切需要解决的问题。

发明内容

本发明的主要目的为提供一种不断电电源供应器，可以在不引起涌浪电流的状态下，同时为多个开始运作时间不同的电感性负载或/及电阻性负载提供所需的电力。当三相负载电压的振幅与频率能完全由不断电电源供应器所控制时，则负载供电过程所引起的涌浪电流现象将能被抑制。因此，不断电电源供应器的过电流保护机制也不会因涌浪电流而误动作，进而中断负载供电程序。因此，此一控制策略能有效降低输出瞬时电流对功率半导体组件的冲击，并同时兼顾输出电力的质量。此外，与传统不断电电源供应器的设计相较下，本发明所提出的设计不需考虑涌浪电流的效应，额外增加功率半导体组件的额定容量，或是在输出端使用阻抗电路，因此有助于降低不断电电源供应器的硬件建置成本并缩小体积。

为达上述目的，本发明的较佳实施态样为提供一种不断电电源供应器，输出三相负载电压至第一电感性负载与第二电感性负载，其包含：整流电路，将三相市电整流并产生直流电压；储能单元，连接于整流电路，储存备用电能；逆变电路，连接于储能单元，根据一逆变控制信号运作而将直流电压转换为三相调制电压；滤波电路，与逆变电路的输出侧连接，以滤除三相调制电压的高频成分而产生三相正弦电压(三相逆变电压)；旁路开关电路，连接于滤波电路、整流电路的输入侧、第一电感性负载以及第二电感性负载，使经由旁路开关电路的闸流体组件控制输出至负载的电压为三相市电或三相逆变电压；以及控制电路，控制不断电电源供应器的运作，当输入至负载的三相市电中断或异常时，通过控制旁路开关电路与逆变电路的运作，使三相逆变电压经由旁路开关电路的闸流体开关组件传递至第一电感性负载与第二电感性负载；其中，在第二电感性负载启动运作的瞬时以及之后的稳态，控制电路分别使用不同运作模式的磁通补偿模块调整三相负载电压的电压值来进行第二电感性负载的磁通量补偿或修正，使第二电感性负载的磁通分布不致引起严重的涌浪电流现象，进而影响不断电电源供应器的正常运作。

本发明的有益效果在于，本发明可以在不引起涌浪电流的状态下，同时为多个开始运作时间不同的电感性负载或/及电阻性负载提供所需的电力。当三相负载电压的振幅与频率能完全由不断电电源供应器所控制时，则负载供电过程所引起的涌浪电流现象将能被抑制。因此，不断电电源供应器的过电流保护机制也不会因涌浪电流而误动作，进而中断负载供电程序。因此，此一控制策略能有效降低输出瞬时电流对功率半导体组件的冲击，并同时兼顾输出电力的质量。此外，与传统不断电电源供应器的设计相较下，本发明所提出的设计不需考虑涌浪电流的效应，额外增加功率半导体组件的额定容量，或是在输出端使用阻抗电路，因此有助于降低不断电电源供应器的硬件建置成本并缩小体积。

附图说明

图1：其为本发明较佳实施例的不断电电源供应器的电路示意图。

图2：其为本发明较佳实施例的不断电电源供应器的控制电路的控制模块示意图。

图3：其为本发明较佳实施例的不断电电源供应器的控制电路的局部细部控制模块示意图。

图4：其为本发明较佳实施例的负载电流与第二轴判断信号的时序示意图。

图5：其为本发明较佳实施例的三相负载电压与第二电感性负载的磁通量的时序示意图。

其中，附图标记说明如下：

1：不断电电源供应器

11：整流电路

12：储能单元

13：逆变电路

14：滤波电路

15：旁路开关电路

16：控制电路

16B：控制模块

161：坐标系统转换模块

162：电感性负载启动检测模块

1621：低通滤波器

1622：比较器

163：脉冲宽度调制模块

163a：调制及逆变模块

164d：第一轴的磁通补偿模块

164d1：第一轴的主磁通估测器

164d2：第一轴的次磁通估测器

164d3：第一轴的比例积分-前馈控制模块

164d4：第一轴的启动权重补偿模块

164d5：第一轴的启动比例补偿模块

164d6：第一轴的第一运算模块

164d7：第一轴的第二运算模块

164q：第二轴的磁通补偿模块

164q1：第二轴的主磁通估测器

164q2：第二轴的次磁通估测器

164q3：第二轴的比例积分-前馈控制模块

164q4：第二轴的启动权重补偿模块

164q5：第二轴的启动比例补偿模块

164q6：第二轴的第一运算模块

164q7：第二轴的第二运算模块

165d：第一轴的电压-电流控制模块

165d1：第一轴的第一比例控制模块

165d2：第一轴的第二比例控制模块

165d3：第一轴的第三比例控制模块

165d4：第一轴的第三运算模块

165d5：第一轴的第四运算模块

165d6：第一轴的第五运算模块

165d7：第一轴的第六运算模块

165q：第二轴的电压-电流控制模块

165q1：第二轴的第一比例控制模块

165q2：第二轴的第二比例控制模块

165q3：第二轴的第三比例控制模块

165q4：第二轴的第三运算模块

165q5：第二轴的第四运算模块

165q6：第二轴的第五运算模块

165q7：第二轴的第六运算模块

2a：第一电感性负载

2b：第二电感性负载

V_in1～V_in3：三相市电

V_o1～V_o3：三相负载电压

V_t1～V_t3：三相调制电压

V_b：直流电压

V_k1～V_k3：三相逆变电压

L₁～L₃：电感

I_t1～I_t3：三相电感电流

I_o1～I_o3：三相负载电流

S₁～S₆：第一开关组件～第六开关组件

V_g1～V_g6：第一开关控制信号～第六开关控制信号

C₁～C₃：第一～第三电容

G1：接地端

15a：第一开关电路

15b：第二开端电路

I_od：二相同步参考框坐标系统中的第一轴数值

I_oq：二相同步参考框坐标系统中的第二轴数值

I_oq-a：第二轴判断信号

I_Hq：电流上限值

I_Lq：电流下限值

V_comp-d：主补偿电压指令的第一轴数值

V_comp-q：主补偿电压指令的第二轴数值

V_x-d：次补偿电压指令的第一轴数值

V_x-q：次补偿电压指令的第二轴数值

V_o-d ^*：电压指令的第一轴数值

V_o-q ^*：电压指令的第二轴数值

V_md：参考电压指令的第一轴数值

V_mq：参考电压指令的第二轴数值

V_od：负载电压的第一轴数值

V_oq：负载电压的第二轴数值

λ_od ^*：磁通量指令的第一轴数值

λ_oq ^*：磁通量指令的第二轴数值

C_f：等效电容值

L_f：等效电感值

S2d1：第一轴的磁通修正模式主开关

S2d2：第一轴的磁通修正模式次开关

S1d：第一轴的正常模式开关

λ_o1d：主估测磁通量的第一轴数值

λ_o1q：主估测磁通量的第二轴数值

dλ_o1d：主磁通量差值的第一轴数值

dλ_o1q：主磁通量差值的第二轴数值

K_Pλ：第一比例积分增益值

K_Iλ：第二比例积分增益值

λ_o2d：次估测磁通量的第一轴数值

λ_o2q：次估测磁通量的第二轴数值

K_d1：第一权重系数

K_d2：第二权重系数

K_px：启动比例值

K_PV：第一比例值

K_PI：第二比例值

K_IV：第三比例值

e_1d：第一轴的第一控制差值

e_1d-a：第一轴的第一调整控制差值

e_2d：第一轴的第二控制差值

e_2d-a：第一轴的第二调整控制差值

I_td ^*：电感电流指令的第一轴数值

I_tq ^*：电感电流指令的第二轴数值

I_td：电感电流的第一轴数值

I_tq：电感电流的第二轴数值

e_3d：第一轴的第三控制差值

e_3d-a：第一轴的第三调整控制差值

S2q1：第二轴的磁通修正模式主开关

S2q2：第二轴的磁通修正模式次开关

S1q：第二轴的正常模式开关

λ_o2d：次估测磁通量的第一轴数值

λ_o2q：次估测磁通量的第二轴数值

dλ_o2d：次磁通量差值的第一轴数值

dλ_o2q：次磁通量差值的第二轴数值

e_1q：第二轴的第一控制差值

e_1q-a：第二轴的第一调整控制差值

e_2q：第二轴的第二控制差值

e_2q-a：第二轴的第二调整控制差值

e_3q：第二轴的第三控制差值

e_3q-a：第二轴的第三调整控制差值

t₁：第一时间

t₂：第二时间

t₃：第三时间

t₄：第四时间

λ_o1：第一相磁通量

λ_o2：第二相磁通量

λ_o3：第三相磁通量

具体实施方式

体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的态样上具有各种的变化，然其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。

请参阅图1，其为本发明较佳实施例的不断电电源供应器的电路示意图。如图1所示，不断电电源供应器1的输入侧接收电力供应系统(图中未标示)所提供的三相市电V_in1～V_in3，而不断电电源供应器1的输出侧连接于一第一电感性负载2a与一第二电感性负载2b，例如三相变压器连接固态电路式的断路开关(solid-state circuit breaker)，并提供三相负载电压V_o1～V_o3至一第一电感性负载2a与一第二电感性负载2b。于本实施例中，不断电电源供应器1包含：一整流电路11、一储能单元12、一逆变电路13、一滤波电路14、一旁路开关电路15(选择电路)以及一控制电路16，其中，整流电路11连接于储能单元12与逆变电路13，用以将三相市电V_in1～V_in3整流并产生一直流电压V_b至储能单元12与逆变电路13。储能单元12包含至少一个电池，连接于整流电路11与逆变电路13，用以储存备用电能。

逆变电路13的输入侧连接于储能单元12与整流电路11，逆变电路13的输出侧与滤波电路14连接，用以将直流电压V_b以脉冲宽度调制(PWM)的方式转换为三相调制电压V_t1～V_t3，于本实施例中，逆变电路13可以是但不限为电压源型式逆变器(Voltage Source Inverter，VSI)，且使用空间向量脉冲宽度调制(Space Vector PWM，SVPWM)或正弦脉冲宽度调制(Sinusoidal PWM，SPWM)的方式将直流电压V_b转换为三相调制电压V_t1～V_t3。

滤波电路14的输入侧与逆变电路13的输出侧连接，滤波电路14的输出侧与旁路开关电路15的第一输入侧连接，用以滤除三相调制电压V_t1～V_t3的高频成分而产生负载所需的额定电压与频率(例如380V，60Hz)的三相逆变电压V_k1～V_k3至旁路开关电路15的第一输入侧，例如滤除高于市电频率60Hz(赫兹)的高频成分。旁路开关电路15的第一输入侧与滤波电路14的输出侧连接，旁路开关电路15的第二输入侧与整流电路11的输入侧连接。于本实施例中，旁路开关电路15的输出侧同时连接于第一电感性负载2a与第二电感性负载2b，用以控制旁路开关电路15输出的三相负载电压V_o1～V_o3为三相市电V_in1～V_in3或三相逆变电压V_k1～V_k3。

控制电路16连接于整流电路11的输入侧、储能单元12(图中未标示)、逆变电路13的控制侧、滤波电路14的电感L₁～L₃、旁路开关电路15的控制侧以及旁路开关电路15的输出侧，且可以是但不限为数字信号处理器(Digitalsignal processing，DSP)，用以判断三相市电V_in1～V_in3是否中断或异常，且在三相市电V_in1～V_in3中断或异常时，通过控制旁路开关电路15与逆变电路13的运作，将储存于储能单元12的备用电能转换为三相逆变电压V_k1～V_k3，并经由旁路开关电路15的第一输入侧与输出侧输出至第一电感性负载2a与第二电感性负载2b，以避免市电异常对三相负载电压V_o1～V_o3造成严重的影响。当三相市电V_in1～V_in3正常时，不断电电源供应器1可依据用电效率的要求，适时地将提供至负载(2a，2b)所需的三相负载电压V_o1～V_o3，由三相市电V_in1～V_in3或三相逆变电压V_k1～V_k3提供。

本实施例中，不断电电源供应器1可以是脱机型(Off-Line)、在线互动型(Line-Interactive)或在线型(On-Line)，且可选择性地供电给多个负载，以下将以不断电电源供应器1同时供电给第一电感性负载2a及第二电感性负载2b为例，来说明本发明的技术，但不以此为限。

在逆变电路13运作时，控制电路16可依据滤波电路14的电感L₁～L₃的三相电感电流I_t1～I_t3、三相负载电压V_o1～V_o3以及三相负载电流I_o1～I_o3产生逆变控制信号V_g1～V_g6使逆变电路13以脉冲宽度调制(PWM)的方式将直流电压V_b转换为三相调制电压V_t1～V_t3。此外，在第二电感性负载2b启动运作的瞬时以及之后的稳态，控制电路16分别使用不同运作模式的磁通补偿模块(图中未标示)调整三相负载电压V_o1～V_o3的电压值来进行第二电感性负载2b的磁通量补偿或修正，使控制电路16不论在第二电感性负载2b启动运作的瞬时以及之后的稳态，皆可以有效地防止第二电感性负载2b发生磁通饱和的现象，而达成防止瞬时的涌浪电流产生的效果。

于本实施例中，逆变电路13包含第一开关组件S₁～第六开关组件S₆，且根据控制电路16所产生的第一开关控制信号V_g1～第六开关控制信号V_g6的状态，例如高电位的致能状态(enable)或位电低的禁能状态(disable)，对应导通或截止，使直流电压V_b的电能选择性地经由第一开关组件S₁～第五开关组件S₅或/及第六开关组件S₆传递至滤波电路14的输入侧，即产生三相调制电压V_t1～V_t3至滤波电路14的输入侧。其中，第一开关组件S₁～第六开关组件S₆的控制端与控制电路16连接，第一开关组件S₁～第六开关组件S₆两两串联连接，进而构成第一～第三开关对(couple)，而第一～第三开关对则彼此并联连接于整流电路11的直流侧与储能单元12。于运作时，第一～第三开关对根据控制电路16所产生的逆变控制信号V_g1～V_g6的状态对应导通或截止，使直流电压Vb的电能选择性地经由该第一开关对、该第二开关对或/及该第三开关对传递至该滤波电路。此外，于本实施例中，逆变电路13还包含六个二极管(body diode)，分别并联连接于对应的开关组件S₁～S₆，用以保护在第一～第六开关组件S₁～S₆截止时保护第一～第六开关组件S₁～S₆。

于本实施例中，第一开关组件S₁～第六开关组件S₆可以是但不限为闸流体开关组件或继电器(Relay)，例如双载体晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT)、金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、硅控整流器(Silicon-Controlled Rectifier，SCR)或双向闸流体开关(Thetriode AC switch，TRIAC)等闸流体开关组件。

于本实施例中，由高功率无源组件所构成的滤波电路14包含：第一～第三电感L₁～L₃以及第一～第三电容C₁～C₃等无源组件，其中第一～第三电感L₁～L₃连接于逆变电路13的输出侧与旁路开关电路15的第一输入侧之间，第一～第三电容C₁～C₃以Y形的方式连接于旁路开关电路15的第一输入侧与接地端G1(ground)，但不以此为限。

于本实施例中，旁路开关电路15包含第一开关电路15a与第二开关电路15b，且该第一开关电路15a与该第二开关电路15b由多个开关组件构成，例如硅控整流器(silicon-controlled rectifier，SCR)。其中，该第一开关电路15a连接于旁路开关电路15的第一输入侧与输出侧之间，即滤波电路14的输出侧与不断电电源供应器1的输出侧之间，而第二开关电路15b连接于旁路开关电路15的第二输入侧与输出侧之间，即整流电路11的输入侧与不断电电源供应器1的输出侧之间，且第一开关电路15a与第二开关电路15b的控制侧连接于控制电路16(图中未标示)。当控制电路16控制第一开关电路15a导通时，三相市电V_in1～V_in3会经由第一开关电路15a传送至不断电电源供应器1的输出侧。相似地，当控制电路16控制第二开关电路15b导通时，三相逆变电压V_k1～V_k3会经由第二开关电路15b传送至不断电电源供应器1的输出侧。

由于，三相负载电压V_o1～V_o3、三相调制电压V_t1～V_t3、三相逆变电压V_k1～V_k3、三相市电V_in1～V_in3、三相负载电流I_o1～I_o3以及三相电感电流I_t1～I_t3皆为相位角相差120度的交流电压或电流，其电压值或电流值会随着负载型态呈现周期性变化，例如随着正弦函数(sin)变化。因此，其电压值或电流值是否异常在时间坐标系统中不易判断，需要通过坐标转换的方式将在时间坐标系统中的三相电压值或三相电流值对映或映射(mapping)至不随基本函数变化，例如正弦函数，的另一个坐标系统(coordination system)或域(domain)，再进行后续的判断、处理以及控制。

于本实施例中，首先使用静止参考框(stationary reference frame)转换，即克拉克转换(Clarke transformation)，进行三相(维)与二相(维)间转换，将在时间坐标系统(第一坐标系统或第一域)中的三相电压值(V₁～V₃)或三相电流值(I₁～I₃)映射至二相静止参考框坐标系统(第三坐标系统或第三域)的α，β正交坐标轴(V_α，V_β)(I_α，I_β)，其关系式举例如下：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=A\left[\begin{array}{c}{V}_1\\ V_2\\ V_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}\\ 0& -\frac{1}{\sqrt{3}}& \frac{1}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_1\\ V_2\\ V_3\end{array}\right]---(1-1),$

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=A\left[\begin{array}{c}{I}_1\\ I_2\\ I_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}\\ 0& -\frac{1}{\sqrt{3}}& \frac{1}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_1\\ I_2\\ I_3\end{array}\right]---(1-2).$

接续，使用同步参考框(synchronous reference frame)转换，即帕克转换(Park’s transformation)，进行时变(time variant)二相(维)与非时变(timeinvariant)二相(维)间转换，将在二相静止参考框坐标系统(第三坐标系统或第三域)中的时变α，β正交坐标轴的电压值(V_α，V_β)或电流值(I_α，I_β)映射至在二相同步参考框坐标系统(第二坐标系统或第二域)的非时变d，q正交坐标轴(V_d，V_q)(I_d，I_q)，其关系式举例如下：

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=B\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\\ \sin \mathrm{\ωt}& \cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---(2-1),$

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]=B\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\\ \sin \mathrm{\ωt}& \cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---(2-2).$

其中，角速度ω(Omega)等于2πf，可通过锁相回路(phase lock loop，PLL)取得与三相市电V_in1～V_in3相同频率f的信号，若三相电压值(V₁～V₃)或三相电流值(I₁～I₃)为平衡状态，则对应在同步参考框坐标系统中的d，q正交坐标轴上的电压值(V_d，V_q)或电流值(I_d，I_q)只存在直流成分。于一些实施例中，更可直接进行时变三相(维)与非时变二相(维)间转换，即合并第一转换矩阵A(克拉克转换矩阵)与第二转换矩阵B(帕克转换矩阵)，将在时间坐标系统中的时变三相电压值(V₁～V₃)或三相电流值(I₁～I₃)直接映像至二相同步参考框坐标系统中的非时变d，q正交坐标轴(V_d，V_q)(I_d，I_q)，其关系式举例如下：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\mathrm{BA}\left[\begin{array}{c}{V}_1\\ V_2\\ V_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\\ \sin \mathrm{\ωt}& \cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}\\ 0& -\frac{1}{\sqrt{3}}& \frac{1}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_1\\ V_2\\ V_3\end{array}\right]---(3-1),$

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\mathrm{BA}\left[\begin{array}{c}{I}_1\\ I_2\\ I_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\\ \sin \mathrm{\ωt}& \cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}\\ 0& -\frac{1}{\sqrt{3}}& \frac{1}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_1\\ I_2\\ I_3\end{array}\right]---(3-2).$

请参阅图2并配合图1，其中图2为本发明较佳实施例的不断电电源供应器的控制电路的控制模块示意图。如图2所示，不断电电源供应器1的控制电路16的控制模块16B包含：一坐标系统转换模块161、一电感性负载启动检测模块162、一脉冲宽度调制模块163、一第一轴的磁通补偿模块164d(flux compensator block)、一第二轴的磁通补偿模块164q、一第一轴的电压-电流控制模块165d以及一第二轴的电压-电流控制模块165q。其中，坐标系统转换模块161会进行时变三相(维)与非时变二相(维)间转换，将针对时间坐标系统中的三相电感电流I_t1～I_t3、三相负载电压V_o1～V_o3以及三相负载电流I_o1～I_o3分别映像至在二相同步参考框坐标系统中的d，q正交坐标轴而分别产生在二相同步参考框坐标系统中的电感电流(I_td，I_tq)、负载电压(V_od，V_oq)以及负载电流(I_od，I_oq)。

电感性负载启动检测模块162依据在二相同步参考框坐标系统中的负载电流(I_od，I_oq)的第一轴数值I_od或/及第二轴数值I_oq判断第二电感性负载2b是否启动运作。于本实施例中，电感性负载启动检测模块162包含一低通滤波器1621(Low-pass filter)与一比较器1622。其运作时，先由低通滤波器1621滤除在二相同步参考框坐标系统中的负载电流(I_od，I_oq)的第二轴数值I_oq的高频成分，进而降低电感性负载启动检测机制受电器噪声而误动作的风险。在低通滤波器的设计上，若是脉冲宽度调制的切换频率为10kHz，其低通滤波器的截止频率fc(cutting-frequency)可设计为5000Hz，即截止频率fc小于脉冲宽度调制的切换频率，用以滤除功率组件(第一开关组件S₁～第六开关组件S₆)切换时，在电流控制上引起的电流涟波。低通滤波器1621的转移函数(Transfer function)可表示为：

$\frac{2\mathrm{\π}\·f_c}{s+2\mathrm{\π}\·f_c}---(4-1).$

之后，再由比较器1622将滤波后的负载电流与一电流上限值I_Hq或/及一电流下限值I_Lq进行比较，并依据该比较结果选择第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q的运作模式(mode)。

于本实施例中，当第二电感性负载2b启动运作而使第二轴判断信号I_oq-a高于电流上限值I_Hq或低于电流下限值I_Lq时，比较器1622则会命令第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q改变运作模式，由正常模式(normal operation mode)改变为磁通修正(抑制)模式，使第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q各自停止输出一主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)(compensation voltage command)的第一轴数值V_comp-d与第二轴数值V_comp-q，而各自改为输出次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第一轴数值V_x-d与第二轴数值V_x-q至对应的第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q，其第一轴数值与第二轴数值分别为V_x-d与V_x-q。此时，第一轴的电压-电流控制模块165d改为依据次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第一轴数值V_x-d与一电压指令(V_o-d ^*，V_o-q ^*)的第一轴数值V_o-d ^*(voltage command)来产生一参考电压指令(V_md，V_mq)(reference voltage command)的第一轴数值V_md。相似地，第二轴的电压-电流控制模块165q则改为依据次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第二轴数值V_x-q与电压指令(V_o-d ^*，V_o-q ^*)的第二轴数值V_o-q ^*来产生参考电压指令(V_md，V_mq)的第二轴数值V_mq。

由于，第一轴的磁通补偿模块164d依据在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第一轴数值V_od与一磁通量指令(λ_od ^*，λ_oq ^*)的第一轴数值λ_od ^*来产生次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第一轴数值V_x-d。而第二轴的磁通补偿模块164q依据在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第二轴数值V_od与磁通量指令(λ_od ^*，λ_oq ^*)的第二轴数值λ_oq ^*产生次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第二轴数值V_x-q。因此，在磁通修正(抑制)模式期间，控制电路16会通过调整三相负载电压V_o1～V_o3的电压值来补偿或修正于启动瞬时的第二电感性负载2b在正、负半周期之间的磁通分布或磁通偏移量(fluxdeviation)，使第二电感性负载2b的磁通分布在正、负半周期之间平衡(即磁通偏移量实质上为零)，第二电感性负载2b不会发生磁通饱和的现象，可达成防止瞬时的涌浪电流产生的目的。

当第二电感性负载2b完成启动运作之后而使第二轴判断信号I_oq-a低于电流上限值I_Hq且高于电流下限值I_Lq时，比较器1622会命令第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q改变运作模式，由磁通修正(抑制)模式改变为正常模式，使第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q各自停止输出次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第一轴数值V_x-d与的第二轴数值V_x-q，而采各自恢复输出主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第一轴数值V_comp-d与第二轴数值V_comp-q。此时，第一轴的电压-电流控制模块165d改为依据主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第一轴数值V_comp-d与一电压指令(V_o-d ^*，V_o-q ^*)的第一轴数值V_o-d ^*产生参考电压指令(V_md，V_mq)的第一轴数值V_md。相似地，第二轴的电压-电流控制模块165q改为依据主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第二轴数值V_comp-q与电压指令(V_o-d ^*，V_o-q ^*)的第二轴数值V_o-q ^*来产生参考电压指令(V_md，V_mq)的第二轴数值V_mq。

整体而言，第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q在正常模式所产生的主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第一轴数值V_comp-d与的第二轴数值V_comp-q只会各自随着一第一轴的主磁通估测器164d1(fluxestimator)与一第二轴的主磁通估测器164q1变化。然而，在磁通修正(抑制)模式期间所产生的次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第一轴数值V_x-d会同时随着第一轴的主磁通估测器164d1与一第一轴的次磁通估测器164d2变化，而次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第二轴数值V_x-q则会同时随着第二轴的主磁通估测器164q1与一第二轴的次磁通估测器164q2变化。换言的，第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q在正常模式所产生的主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)与在磁通修正(抑制)模式期间所产生的次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)有不同的特性，可以分别适用在第二电感性负载2b于刚启动运作的瞬时与启动运作后的稳态。

于本实施例中，电流上限值I_Hq与电流下限值I_Lq使用一比例因子G＝0～1.0(scaling factor)，且在正常无涌浪电流发生的电流状态(正常模式)下，由二相同步参考框坐标系统中的负载电流(I_od，I_oq)计算出来，其关系式如下：

I_Hd＝I_{od(normal-state)}×(1+G)

                               (5-1)，

I_Ld＝I_{od(normal-state)}×(1-G)

I_Hq＝I_{oq(normal-state)}×(1+G)

                               (5-2)。

I_Lq＝I_{oq(normal-state)}×(1-G)

于本实施例中，脉冲宽度调制模块163依据参考电压指令(V_md，V_mq)的第一轴数值V_md与第二轴数值V_mq来产生第一～第六逆变控制信号V_g1～V_g6至逆变电路13的控制侧，使逆变电路13以脉冲宽度调制(PWM)的方式将直流电压V_b转换为三相调制电压V_t1～V_t3。

请参阅图3并配合图1与图2，其中图3为本发明较佳实施例的不断电电源供应器的控制电路的局部细部控制模块示意图。如图3所示，本发明是将不断电电源供应器1映射到在二相同步参考框坐标系统表示，在图3中间虚线的左边为控制电路16的控制模块，而在图3中间虚线的右边为滤波电路14的等效运作模块，于本实施例中，滤波电路14的等效运作模块中的等效电容值C_f与等效电感值L_f等于第一～第三电容C₁～C₃的电容值与第一～第三电感L₁～L₃的电感值。其中第一轴的主磁通估测器164d1、第一轴的次磁通估测器164d2、第一轴的比例积分-前馈控制模块164d3以及第一轴的电压-电流控制模块165d的增益设计及选择，可参考国际电机电子工程师学会(Institute of Electrical and Electronics Engineers，IEEE)在2008年第43次年刊的工业应用研讨会(IEEE IAS，IEEE Industry Applications Society)中第1～8页，作者：郑博泰(Po-Tai Cheng)与陈淯星(Yu-Hsing Chen)，名称：在线互动型不断电电源供应系统的涌浪电流的减缓技术(An inrush current mitigationtechnique for the line-interactive uninterruptible power supply systems)，以下将例举说明，但不以此为限。

于本实施例中，第一轴的磁通补偿模块164d包含：第一轴的主磁通估测器164d1、第一轴的次磁通估测器164d2、一第一轴的比例积分-前馈控制模块164d3(PI&feed-forward control)、一第一轴的启动权重补偿模块164d4、一第一轴的启动比例补偿模块164d5、一第一轴的第一运算模块164d6、一第一轴的第二运算模块164d7、一第一轴的磁通修正模式主开关S2d1、一第一轴的磁通修正模式次开关S2d2以及一第一轴的正常模式开关S1d。

在正常模式时，第一轴的磁通修正模式主开关S2d1与第一轴的磁通修正模式次开关S2d2开路(open circuit)，第一轴的正常模式开关S1d导通，第一轴的主磁通估测器164d1依据在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第一轴数值V_od产生一主估测磁通量(λ_o1d，λ_o1q)的第一轴数值λ_o1d，第一轴的第一运算模块164d6计算磁通量指令(λ_od ^*，λ_oq ^*)的第一轴数值λ_od ^*与主估测磁通量(λ_o1d，λ_o1q)的第一轴数值λ_o1d间的一主磁通量差值(dλ_o1d，dλ_o1q)的第一轴数值dλ_o1d(dλ_o1d＝λ_od ^*-λ_o1d)，第一轴的比例积分-前馈控制模块164d3使用主磁通量差值(dλ_o1d，dλ_o1q)的第一轴数值dλ_o1d产生主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第一轴数值V_comp-d，该主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第一轴数值V_comp-d经由第一轴的正常模式开关S1d传送到第一轴的电压-电流控制模块165d。于本实施例中，第一轴的比例积分-前馈控制模块164d3包含一第一比例积分增益值K_Pλ与一第二比例积分增益值K_{I λ}，且转换函数为：

(K_Pλ+K_Iλ/s)(前馈控制的转换函数)       (6-1)。

在磁通修正模式时，第一轴的磁通修正模式主开关S2d1与第一轴的磁通修正模式次开关S2d2导通，第一轴的正常模式开关S1d开路，第一轴的主磁通估测器164d1依据在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第一轴数值V_od来产生主估测磁通量(λ_o1d，λ_o1q)的第一轴数值λ_o1d，在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第一轴数值V_od经由第一轴的磁通修正模式主开关S2d1传送至第一轴的次磁通估测器164d2，再由第一轴的次磁通估测器164d2依据在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第一轴数值V_oq产生一次估测磁通量(λ_o2d，λ_o2q)的第一轴数值λ_o2d，第一轴的第一运算模块164d6计算磁通量指令(λ_od ^*，λ_oq ^*)的第一轴数值λ_od ^*与主估测磁通量(λ_o1d，λ_o1q)的第一轴数值λ_o1d间的主磁通量差值(dλ_o1d，dλ_o1q)的第一轴数值dλ_o1d(dλ_o1d＝λ_od ^*-λ_o1d)，第一轴的第二运算模块164d7计算磁通量指令(λ_od ^*，λ_oq ^*)的第一轴数值λ_od ^*与次估测磁通量(λ_o2d，λ_o2q)的第一轴数值λ_o2d间的一次磁通量差值(dλ_o2d，dλ_o2q)的第一轴数值dλ_o2d(dλ_o2d＝λ_od ^*-λ_o2d)，第一轴的启动权重补偿模块164d4与第一轴的启动比例补偿模块164d5使用一第一权重系数K_d1(weight coefficient)与一第二权重系数K_d2估算第二电感性负载2b在正、负半周期之间磁通偏移量的平均值(average quantity of flux deviations)，再利用一启动比例值K_px将估算的磁通偏移量的平均量转为次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第一轴数值V_x-d并传送至对应的第一轴的电压-电流控制模块165d，其关系式为：

$V_{x-d}=\frac{K_{d1}\×{\mathrm{d\λ}}_{o1d}+K_{d2}\×{\mathrm{d\λ}}_{o2d}}{2}\×K_{\mathrm{px}}---(7-1),$

K_d1+K_d2＝2.0      (7-2)。

其中，第一权重系数K_d1与第二权重系数K_d2可依第一电感性负载2a与第二电感性负载2b的磁通饱和临界值(magnetic saturation threshold)选用适当的数值。举例而言，若第二电感性负载2b的磁通饱和临界值低于第一电感性负载2a的磁通饱和临界值时，可以通过增加第二权重系数K_d2来加速对第二电感性负载2b的磁通量或磁通偏移量的补偿或修正。因此，同时具有第一权重系数K_d1与第二权重系数K_d2的第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q可解决具有不同磁饱和特性的两电感性负载的涌浪电流问题。设计者可以选取适当地第一权重系数K_d1与第二权重系数K_d2以在第一电感性负载2a与第二电感性负载2b的磁通饱和临界值间取得平衡。举例而言，在磁通修正模式之后，当第一电感性负载2a与第二电感性负载2b的磁通量或磁通偏移量被修正而回到磁通饱和临界值以内时，例如稳态值的1.10～1.15标么(p.u.)，可设定第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q转换为正常模式。

于本实施例中，第一轴的电压-电流控制模块165d包含：一第一轴的第一比例控制模块165d1、一第一轴的第二比例控制模块165d2、一第一轴的第三比例控制模块165d3、一第一轴的第三运算模块165d4、一第一轴的第四运算模块165d5、一第一轴的第五运算模块165d6以及一第一轴的第六运算模块165d7。其中，第一轴的第一比例控制模块165d1、第一轴的第二比例控制模块165d2以及第一轴的第三比例控制模块165d3的增益值(gain)分别为一第一比例值K_PV、一第二比例值K_PI以及一第三比例值K_IV。

于运作时，第一轴的第三运算模块165d4计算电压指令(V_o-d ^*，V_o-q ^*)的第一轴数值V_o-d ^*加上主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第一轴数值V_comp-d加上次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第一轴数值V_x-d减去在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第一轴数值V_od并产生一第一轴的第一控制差值e_1d(e_1d＝V_o-d ^*+V_comp-d+V_x-d-V_od)。第一轴的第一比例控制模块165d1将第一轴的第一控制差值e_1d乘以第一比例值K_PV后的一第一轴的第一调整控制差值e_1d-a(e_1d-a＝K_PV×e_1d)传送至第一轴的第四运算模块165d5。第一轴的第四运算模块165d5计算一第一轴的第一调整控制差值e_1d-a与一第一轴的第一解耦合数值(ωC_f×V_oq)之差，并产生一第一轴的第二控制差值e_2d(e_2d＝K_PV×e_1d-ωC_f×V_oq)。第一轴的第二比例控制模块165d2将第一轴的第二控制差值e_2d乘以第二比例值K_PI，其可获得一第一轴的第二调整控制差值e_2d-a(e_2d-a＝K_PI×e_2d)。第一轴的第二调整控制差值e_2d-a并被传送至第一轴的第六运算模块165d7。第一轴的第五运算模块165d6计算一电感电流指令(I_td ^*，I_tq ^*)的第一轴数值I_td ^*(I_td ^*＝ωC_f×V_o-d ^*)加上在二相同步参考框坐标系统中的负载电流(I_od，I_oq)的第一轴数值I_od减去在二相同步参考框坐标系统中的电感电流(I_td，I_tq)的第一轴数值I_td，最终产生一第一轴的第三控制差值e_3d(e_3d＝I_td ^*+I_od-I_td)。第一轴的第三比例控制模块165d3将第一轴的第三控制差值e_3d乘以第三比例值K_IV后，获得一第一轴的第三调整控制差值e_3d-a(e_3d-a＝K_IV×e_3d)，并传送至第一轴的第六运算模块165d7。第一轴的第六运算模块165d7负责计算第一轴的第二调整控制差值e_2d-a、第一轴的第三调整控制差值e_3d-a、一第一轴的第二解耦合数值(ωL_f×I_tq)以及电压指令(V_o-d ^*，V_o-q ^*)的第一轴数值V_o-d ^*的差，并在最后产生参考电压指令(V_md，V_mq)的第一轴数值V_md(V_md＝e_2d-a+e_3d-a-ωL_f×I_tq+V_o-d ^*)。

于本实施例中，第一轴(d)的控制模块与第二轴(q)的控制模块结构呈相互对称。因此，相似地，第二轴的磁通补偿模块164q包含：第二轴的主磁通估测器164q1、第二轴的次磁通估测器164q2、一第二轴的比例积分-前馈控制模块164q3、一第二轴的启动权重补偿模块164q4、一第二轴的启动比例补偿模块164q5、一第二轴的第一运算模块164q6、一第二轴的第二运算模块164q7、一第二轴的磁通修正模式主开关S2q1、一第二轴的磁通修正模式次开关S2q1以及一第二轴的正常模式开关S1q。

在正常模式时，第二轴的磁通修正模式主开关S2q1与第二轴的磁通修正模式次开关S2q2开路，而第二轴的正常模式开关S1q导通。第二轴的主磁通估测器164q1依据在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第二轴数值V_oq产生主估测磁通量(λ_o1d，λ_o1q)的第二轴数值λ_o1q。第二轴的第一运算模块164q6负责计算磁通量指令(λ_od ^*，λ_oq ^*)的第二轴数值λ_oq ^*与主估测磁通量(λ_o1d，λ_o1q)的第二轴数值λ_o1q间的主磁通量差值(dλ_o1d，dλ_o1q)的第二轴数值dλ_o1q(dλ_o1q＝λ_oq ^*-λ_o1q)。第二轴的比例积分-前馈控制模块164q3使用主磁通量差值(dλ_o1d，dλ_o1q)的第二轴数值dλ_o1q产生主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第二轴数值V_comp-q。该主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第二轴数值V_comp-q经由第二轴的正常模式开关S1q传送到第二轴的电压-电流控制模块165q。于本实施例中，第二轴的比例积分-前馈控制模块164q3同上亦包含第一比例积分增益值K_Pλ与一第二比例积分增益值K_Iλ，且转移函数为：

(K_Pλ+K_Iλ/s)(前馈控制的转移函数)        (6-1)。

在磁通修正模式时，第二轴的磁通修正模式主开关S2q1与第二轴的磁通修正模式次开关S2q2导通，而第二轴的正常模式开关S1q开路。第二轴的主磁通估测器164q1依据二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第二轴数值V_oq来产生主估测磁通量(λ_o1d，λ_o1q)的第二轴数值λ_o1q。在二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第二轴数值V_oq经由第二轴的磁通修正模式主开关S2q1传送至第二轴的次磁通估测器164q2，再由第二轴的次磁通估测器164q2依据二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第二轴数值V_oq来产生次估测磁通量(λ_o2d，λ_o2q)的第二轴数值λ_o2q。第二轴的第一运算模块164q6计算磁通量指令(λ_od ^*，λ_oq ^*)的第二轴数值λ_oq ^*与主估测磁通量(λ_o1d，λ_o1q)的第二轴数值λ_o1q间的主磁通量差值(dλ_o1d，dλ_o1q)的第二轴数值dλ_o1q(dλ_o1q＝λ_oq ^*-λ_o1q)。第二轴的第二运算模块164q7负责计算磁通量指令(λ_od ^*，λ_oq ^*)的第二轴数值λ_oq ^*与次估测磁通量(λ_o2d，λ_o2q)的第二轴数值λ_o2q间的次磁通量差值(dλ_o2d，dλ_o2q)的第二轴数值dλ_o2q(dλ_o2q＝λ_oq ^*-λ_o2q)。第二轴的启动权重补偿模块164q4与第二轴的启动比例补偿模块164q5同上亦使用第一权重系数K_d1与第二权重系数K_d2，于启动瞬时时用来估算第二电感性负载2b在正、负半周期间的磁通偏移量的平均值。利用启动比例值K_px将估算的磁通偏移量的平均值转换为次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第二轴数值V_x-q并传送至对应的第二轴的电压-电流控制模块165q，其关系式为：

$V_{x-q}=\frac{K_{d1}\×{\mathrm{d\λ}}_{o1q}+K_{d2}\×{\mathrm{d\λ}}_{o2q}}{2}\×K_{\mathrm{px}}---(7-3),$

K_d1+K_d2＝2.0         (7-2)。

于本实施例中，第二轴的电压-电流控制模块165q包含：一第二轴的第一比例控制模块165q1、一第二轴的第二比例控制模块165q2、一第二轴的第三比例控制模块165q3、一第二轴的第三运算模块165q4、一第二轴的第四运算模块165q5、一第二轴的第五运算模块165q6以及一第二轴的第六运算模块165q7。其中，第二轴的第一比例控制模块165q1、第二轴的第二比例控制模块165q2以及第二轴的第三比例控制模块165q3的增益值，其分别亦为第一比例值K_PV、第二比例值K_PI以及第三比例值K_IV。

于运作时，第二轴的第三运算模块165q4计算电压指令(V_o-d ^*，V_o-q ^*)的第二轴数值V_o-q ^*加上主补偿电压指令(V_comp-d，V_comp-q)的第二轴数值V_comp-q，再加上次补偿电压指令(V_x-d，V_x-q)的第二轴数值V_x-q，并减去二相同步参考框坐标系统中的负载电压(V_od，V_oq)的第二轴数值V_oq，最后产生一第二轴的第一控制差值e_1q(e_1q＝V_o-q ^*+V_comp-q+V_x-q-V_oq)。第二轴的第一比例控制模块165q1将第二轴的第一控制差值e_1q乘以第一比例值K_PV后，以获得一第二轴的第一调整控制差值e_1q-a(e_1q-a＝K_PV×e_1q)，并传送至第二轴的第四运算模块165q5。第二轴的第四运算模块165q5负责计算一第二轴的第一调整控制差值e_1q-a与一第二轴的第一解耦合数值(ωC_f×V_od)之合，并产生一第二轴的第二控制差值e_2q(e_2q＝K_PV×e_1q+ωC_f×V_oq)。第二轴的第二比例控制模块165q2将第二轴的第二控制差值e_2q乘以第二比例值K_PI后，以获得一第二轴的第二调整控制差值e_2q-a(e_2q-a＝K_PI×e_2q)，并传送至第二轴的第六运算模块165q7。第二轴的第五运算模块165q6负责计算电感电流指令(I_td ^*，I_tq ^*)的第二轴数值I_tq ^*(I_tq ^*＝ωC_f×V_o-q ^*)加上二相同步参考框坐标系统中的负载电流(I_od，I_oq)的第二轴数值I_oq，并减去二相同步参考框坐标系统中的电感电流(I_td，I_tq)的第二轴数值I_tq，最后产生一第二轴的第三控制差值e_3q(e_3q＝I_tq ^*+I_oq-I_tq)。第二轴的第三比例控制模块165q3将第二轴的第三控制差值e_3q乘以第三比例值K_IV后，以获得一第二轴的第三调整控制差值e_3q-a(e_3q-a＝K_IV×e_3q)，并传送至第二轴的第六运算模块165q7。第二轴的第六运算模块165q7负责计算第二轴的第二调整控制差值e_2q-a、第二轴的第三调整控制差值e_3q-a、一第二轴的第二解耦合数值(ωL_f×I_td)以及电压指令(V_o-d ^*，V_o-q ^*)的第二轴数值V_o-q ^*之合，并在最后产生参考电压指令(V_md，V_mq)的第二轴数值V_mq(V_mq＝e_2q-a+e_3q-a+ωL_f×I_td+V_o-q ^*)。

于本实施例中，调制及逆变模块163a包含脉冲宽度调制模块163与逆变电路模块13(图中未示出)，脉冲宽度调制模块163依据参考电压指令(V_md，V_mq)的第一轴数值V_md与第二轴数值V_mq来产生第一～第六逆变控制信号V_g1～V_g6至逆变电路13的控制侧，使逆变电路13以脉冲宽度调制(PWM)的方式将直流电压V^b转换为三相调制电压V_t1～V_t3。

请参阅图4并配合图1～图3，其中图4为本发明较佳实施例的负载电流与第二轴判断信号的时序示意图。如图4所示，在二相同步参考框坐标系统中的负载电流(I_od，I_oq)的第二轴数值I_oq具有高频成分的涟波，经由低通滤波器1621滤除高频成分后，以获得较为平坦(smooth)的第二轴判断信号I_oq-a的波形。于本实施例中，在第一时间t₁时，第二电感性负载2b启动开始运作。此时，三相负载电流I_o1～I_o3的电流值、在二相同步参考框坐标系统中的负载电流(I_od，I_oq)的第二轴数值I_oq以及第二轴判断信号I_oq-a亦开始上升。直到在第二时间t₂时，第二轴判断信号I_oq-a高于电流上限值I_Hq，促使比较器1622控制第一轴的磁通补偿模块164d与第二轴的磁通补偿模块164q改变运作模式，由正常模式改变为磁通修正模式。控制电路16会通过调整三相负载电压V_o1～V_o3的电压值来补偿或修正刚启动的第二电感性负载2b在正、负半周期之间的磁通量或磁通偏移量。因此，三相负载电流I_o1～I_o3的电流值，其在二相同步参考框坐标系统中的负载电流(I_od，I_oq)的第二轴数值I_oq上升速度趋缓，进而达成防止高频成分的涟波造成比较器1622误判的效果。其中，第一时间t₁与第二时间t₂间的检测时间或延迟时间一般可设定在1.0ms(毫秒)以内。

请参阅图5并配合图1～图4，其中图5为本发明较佳实施例的三相负载电压与第二电感性负载的磁通量的时序示意图。如图5所示，在第三时间t₃，即三相负载电压V_o1～V_o3的第一相电压V_o1等于第二相电压V_o2时，控制电路16控制第二电感性负载2b的第一相与第三相启动。此时，第二电感性负载2b的第一～第三相磁通量λ_o1～λ_o3开始随着三相负载电压V_o1～V_o3变化。接续，在第四时间t₄，即第二电感性负载2b的第一相与第三相启动后的四分的丨市电周期，控制电路16控制第二电感性负载2b的第二相启动，以完成第二电感性负载2b于启动时的磁通控制程序。因此，若以此方式启动第二电感性负载2b，即第二电感性负载2b的第一相、第二相以及第三相依序在特定时间启动，再配合上述不断电电源供应器1的运作方式，可以达到更佳的效果。

于本实施例中，不断电电源供应器1的输出侧与第二电感性负载2b之间还包含一三相开关(图中未示出)，不断电电源供应器1的三相负载电压V_o1～V_o3经由三相开关传送至第二电感性负载2b，控制电路16通过控制该三相开关中的单一开关的启动时机，使第二电感性负载2b的第一相、第二相以及第三相分别在特定时间启动。

综上所述，本发明提供一种不断电电源供应器可以同时供电至不同时间启动运作的多个电感性负载或/及电阻性负载。当逆变电路运作且三相负载电压的电能由三相逆变电压提供时，控制电路可分别使用不同运作模式的磁通补偿模块以调整三相负载电压的电压值来依序进行多个电感性负载的磁通量补偿或修正，使不断电电源供应器不论在电感性负载启动运作的瞬时以及之后的稳态，皆可以有效地防止电感性负载发生磁通量饱和的现象，进而达成防止瞬时的涌浪电流产生的效果。此外，控制电路还可控制电感性负载的第一相、第二相以及第三相分别在特定时间启动，使本发明的不断电电源供应器，达到更佳的效果。因此，本发明的不断电电源供应器于电感性负载启动运作时，不会发生涌浪电流使不断电电源供应器损坏，更不会触发不断电电源供应器的过电流保护机制，使不断电电源供应器停止运作而中断供电至负载。再者，本发明所提出的控制电路能促使不断电电源供应器，其不需再使用较电感性负载额定电量大的功率半导体开关组件与无源组件，更不用额外使用高成本及高功率的外部阻抗电路，因此可以有效降低不断电电源供应器的成本及体积。

本发明得由本技术领域的技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。

Claims (20)

1.一种不断电电源供应器，输出一三相负载电压至一第一电感性负载与一第二电感性负载，其包含：

一整流电路，将一三相市电整流并产生一直流电压；

一储能单元，连接于该整流电路，储存备用电能；

一逆变电路，连接于该储能单元，根据一逆变控制信号运作而将该直流电压转换为一三相调制电压；

一滤波电路，与该逆变电路的输出侧连接，以滤除该三相调制电压的高频成分而产生一三相逆变电压；

一旁路开关电路，连接于该滤波电路、该整流电路的输入侧、该第一电感性负载以及该第二电感性负载，使经由该旁路开关电路输出的该三相负载电压选择性地为该三相市电或该三相逆变电压；以及

一控制电路，控制该不断电电源供应器的运作，当该三相市电中断或异常时，通过控制该旁路开关电路与该逆变电路的运作，使该三相逆变电压经由该旁路开关电路传递至该第一电感性负载与该第二电感性负载；

其中，在该第二电感性负载启动运作的瞬时以及之后的稳态，该控制电路分别使用不同运作模式的一磁通补偿模块调整该三相负载电压的电压值来进行该第二电感性负载的磁通量补偿或修正，使该第二电感性负载的磁通分布为非饱和的状况。

2.如权利要求1所述的不断电电源供应器，其特征在于，在该逆变电路运作时，该控制电路控制该逆变电路以脉冲宽度调制的方式运作，且使用空间向量脉冲宽度调制或正弦脉冲宽度调制的方式将该直流电压转换为该三相调制电压。

3.如权利要求1所述的不断电电源供应器，其特征在于，当在该逆变电路运作时，该控制电路依据该滤波电路的一三相电感电流、该三相负载电压以及一三相负载电流产生该逆变控制信号，该使逆变电路将该直流电压转换为该三相调制电压。

4.如权利要求3所述的不断电电源供应器，其特征在于，该控制电路的控制模块包含：

一坐标系统转换模块，将在时间坐标系统中的该三相电感电流、该三相负载电压以及该三相负载电流分别映像至在二相同步参考框坐标系统中的第一坐标轴与第二坐标轴而分别产生在二相同步参考框坐标系统中的该电感电流、该负载电压以及该负载电流；

一电感性负载启动检测模块，依据在二相同步参考框坐标系统中的该负载电流的第一轴数值或/及第二轴数值判断该第二电感性负载是否启动运作；

该磁通补偿模块，在一正常模式与一磁通修正模式下，分别产生一主补偿电压指令与一次补偿电压指令的第一轴数值与第二轴数值至电压-电流控制模块，进行磁通量补偿；

一电压-电流控制模块，依据该主补偿电压指令、该次补偿电压指令、一电压指令、在二相同步参考框坐标系统中的该电感电流、该负载电压或/及该负载电流的第一轴数值与第二轴数值产生一参考电压指令的第一轴数值与第二轴数值；以及

一脉冲宽度调制模块，依据该参考电压指令的第一轴数值与第二轴数值产生该逆变控制信号至该逆变电路的控制侧，使该逆变电路以脉冲宽度调制的方式将该直流电压转换为该三相调制电压。

5.如权利要求4所述的不断电电源供应器，其特征在于，该电感性负载启动检测模块包含一低通滤波器与一比较器，运作时，先由该低通滤波器滤除在二相同步参考框坐标系统中的该负载电流的第二轴数值的高频成分而产生一第二轴判断信号；之后，再由该比较器与一电流上限值或/及一电流下限值进行比较，并依据该比较结果对应改变该磁通补偿模块的运作模式。

6.如权利要求4所述的不断电电源供应器，其特征在于，该电流上限值与该电流下限值使用一比例因子依正常模式时在二相同步参考框坐标系统中的该负载电流计算。

7.如权利要求4所述的不断电电源供应器，其特征在于，当第二电感性负载启动运作而使该第二轴判断信号高于该电流上限值或低于该电流下限值时，该比较器控制该磁通补偿模块为该磁通修正模式。

8.如权利要求4所述的不断电电源供应器，其特征在于，当第二电感性负载启动运作之后而使该第二轴判断信号低于该电流上限值且高于该电流下限值时，该比较器控制该磁通补偿模块为正常模式。

9.如权利要求4所述的不断电电源供应器，其特征在于，当该磁通补偿模块为磁通修正模式时，该磁通补偿模块停止输出该主补偿电压指令的第一轴数值与第二轴数值，而改为输出该次补偿电压指令的第一轴数值与第二轴数值至该磁通补偿模块，此时，该电压-电流控制模块依据该次补偿电压指令、该电压指令的第一轴数值与第二轴数值产生该参考电压指令的第一轴数值与第二轴数值。

10.如权利要求4所述的不断电电源供应器，其特征在于，当该磁通补偿模块为正常模式时，该磁通补偿模块停止输出该次补偿电压指令的第一轴数值与第二轴数值，而输出该主补偿电压指令的第一轴数值与第二轴数值，此时，该电压-电流控制模块依据该主补偿电压指令与该电压指令的第一轴数值与第二轴数值产生该参考电压指令的第一轴数值与第二轴数值。

11.如权利要求4所述的不断电电源供应器，其特征在于，该坐标系统转换模块使用一静止参考框转换与一同步参考框转换，将在时间坐标系统中的该三相电感电流、该三相负载电压以及该三相负载电流分别映像至在二相同步参考框坐标系统中的第一坐标轴与第二坐标轴而分别产生在二相同步参考框坐标系统中的该电感电流、该负载电压以及该负载电流。

12.如权利要求4所述的不断电电源供应器，其特征在于，该磁通补偿模块包含：一第一轴的磁通补偿模块与一第二轴的磁通补偿模块，且该电压-电流控制模块包含：一第一轴的电压-电流控制模块与一第二轴的电压-电流控制模块。

13.如权利要求12所述的不断电电源供应器，其特征在于，该第一轴的磁通补偿模块包含：一第一轴的主磁通估测器、一第一轴的次磁通估测器、一第一轴的比例积分-前馈控制模块、一第一轴的启动权重补偿模块、一第一轴的启动比例补偿模块、一第一轴的第一运算模块、一第一轴的第二运算模块、一第一轴的磁通修正模式主开关、一第一轴的磁通修正模式次开关以及一第一轴的正常模式开关；在正常模式时，该第一轴的磁通修正模式主开关与该第一轴的磁通修正模式次开关为开路状态，该第一轴的正常模式开关为导通状态，该第一轴的主磁通估测器依据在二相同步参考框坐标系统中的该负载电压的第一轴数值产生一主估测磁通量的第一轴数值，该第一轴的第一运算模块计算该磁通量指令的第一轴数值与该主估测磁通量的第一轴数值间的一主磁通量差值的第一轴数值，该第一轴的比例积分-前馈控制模块使用该主磁通量差值的第一轴数值产生该主补偿电压指令的第一轴数值，该主补偿电压指令的第一轴数值经由该第一轴的正常模式开关传送到该第一轴的电压-电流控制模块。

14.如权利要求13所述的不断电电源供应器，其特征在于，在磁通修正模式时，该第一轴的磁通修正模式主开关与该第一轴的磁通修正模式次开关为导通状态，该第一轴的正常模式开关为开路状态，该第一轴的主磁通估测器依据在二相同步参考框坐标系统中的该负载电压的第一轴数值产生该主估测磁通量的第一轴数值，在二相同步参考框坐标系统中的该负载电压的第一轴数值经由该第一轴的磁通修正模式主开关传送至该第一轴的次磁通估测器，再由该第一轴的次磁通估测器依据在二相同步参考框坐标系统中的该负载电压的第一轴数值产生一次估测磁通量的第一轴数值，该第一轴的第一运算模块计算该磁通量指令的第一轴数值与该主估测磁通量的第一轴数值间的该主磁通量差值的第一轴数值，该第一轴的第二运算模块计算该磁通量指令的第一轴数值与该次估测磁通量的第一轴数值间的一次磁通量差值的第一轴数值，该第一轴的启动权重补偿模块与该第一轴的启动比例补偿模块使用一第一权重系数与一第二权重系数估算该第二电感性负载的一磁通偏移量的平均量，再利用一启动比例值将估算的该磁通偏移量的平均量转为该次补偿电压指令的第一轴数值并传送至该第一轴的电压-电流控制模块。

15.如权利要求14所述的不断电电源供应器，其特征在于，该第一权重系数与该第二权重系数之合实质上等于2。

16.如权利要求15所述的不断电电源供应器，其特征在于，该第一轴的电压-电流控制模块包含：一第一轴的第一比例控制模块、一第一轴的第二比例控制模块、一第一轴的第三比例控制模块、一第一轴的第三运算模块、一第一轴的第四运算模块、一第一轴的第五运算模块以及一第一轴的第六运算模块，其中，该第一轴的第一比例控制模块、该第一轴的第二比例控制模块以及该第一轴的第三比例控制模块的增益值分别为一第一比例值、一第二比例值以及一第三比例值；于运作时，该第一轴的第三运算模块计算该电压指令的第一轴数值加上该主补偿电压指令的第一轴数值加上该次补偿电压指令的第一轴数值减去在二相同步参考框坐标系统中的该负载电压的第一轴数值并产生一第一轴的第一控制差值；该第一轴的第一比例控制模块将该第一轴的第一控制差值乘以该第一比例值后的一第一轴的第一调整控制差值传送至该第一轴的第四运算模块，该第一轴的第四运算模块计算一第一轴的第一调整控制差值与一第一轴的第一解耦合数值的差，并产生一第一轴的第二控制差值；该第一轴的第二比例控制模块将该第一轴的第二控制差值乘以该第二比例值获得一第一轴的第二调整控制差值并传送至该第一轴的第六运算模块；该第一轴的第五运算模块计算一电感电流指令的第一轴数值加上在二相同步参考框坐标系统中的该负载电流的第一轴数值减去在二相同步参考框坐标系统中的该电感电流的第一轴数值而产生一第一轴的第三控制差值；该第一轴的第三比例控制模块将该第一轴的第三控制差值乘以该第三比例值获得一第一轴的第三调整控制差值，并传送至该第一轴的第六运算模块；该第一轴的第六运算模块计算该第一轴的第二调整控制差值、该第一轴的第三调整控制差值、一第一轴的第二解耦合数值以及该电压指令的第一轴数值的差，并产生该参考电压指令的第一轴数值。

17.如权利要求1所述的不断电电源供应器，其特征在于，该控制电路为一数字信号处理器。

18.如权利要求1所述的不断电电源供应器，其特征在于，该不断电电源供应器为脱机型、在线互动型或在线型。

19.如权利要求1所述的不断电电源供应器，其特征在于，该逆变电路包含一第一开关对、一第二开关对以及一第三开关对，且彼此并联连接于该储能单元，在该逆变电路运作时，该第一开关对、该第二开关对以及该第三开关对根据该控制电路所产生的该开关控制信号的状态对应导通或截止，使该直流电压的电能选择性地经由该第一开关对、该第二开关对或/及该第三开关对传递至该滤波电路。

20.如权利要求1所述的不断电电源供应器，其特征在于，该旁路开关电路包含一第一开关电路与一第二开关电路，该第一开关电路连接于该旁路开关电路的第一输入侧与输出侧之间，而该第二开关电路连接于该旁路开关电路的第二输入侧与输出侧之间。

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