CN102866408A - 一种用于对gps接收信号进行解码的方法和解码器 - Google Patents

Abstract

公开了用于对GPS中频接收信号进行解码的方法和解码器。根据一个实施方式的方法包括：预先生成存储有多个本地载波的载波表中；预先生成存储有多个本地伪码的伪码表中；将所述中频接收信号与从所述载波表中查找到的本地复现载波进行异或运算以得到基带信号；将所述基带信号与从所述伪码表中查找到的本地复现伪码进行异或运算以得到混合信号；以及从所述混合信号中提取解码信号。

Description

一种用于对GPS接收信号进行解码的方法和解码器

技术领域

本申请涉及对GNSS卫星导航定位信号的接收处理，具体涉及对GPS接收信号进行解码的方法和解码器。

背景技术

空间中充斥着各种电磁波信号。由于环境噪声的增大，使得GPS无线电信号的载波噪声比(C/N₀)下降，而过低的C/N₀将给GPS信号的捕获和跟踪造成困难。在正常环境中，对于可视的GPS卫星，接收到L1频率信号的C/N₀最低为44dB/Hz。一般地，通常的接收信号强度要比该最低值高出3～7dB。而当环境噪声迅速增大时，GPS信号的C/N₀降低幅度可达20dB/Hz左右，严重影响了GPS接收信号的实时捕获和快速跟踪。为了实现在恶劣电磁环境下的GPS信号快速处理，需要对传统的接收处理算法进行改进或修正。

在传统的GPS信号接收处理方法中，都是通过将接收到的中频数据与本地载波和伪随机码进行相乘与相加来进行相关运算，运算量十分巨大。以处理1ms的GPS中频数据为例，若射频前端的中频采样频率是12MHz，则需要产生均包含12000个数据点的本地正弦载波、余弦载波、即时码、超前码、滞后码，并将GPS中频数据与本地载波和伪随机码进行相乘与相加，需要进行12000×6次乘加操作。此外，为了进行实时定位，至少需要4个通道对GPS信号进行并行处理，以上运算需要重复4次，而且这些运算需要在1ms内完成，才能保证对信号进行实时处理。如此巨大的运算量使得GPS软件接收系统难以进行快速或实时处理。

发明内容

本申请旨在提出一种方案来提高对GPS接收信号的处理速度。

根据本申请的一个方面，提出了一种用于对GPS中频接收信号进行解码的方法，包括：预先生成存储有多个本地载波的载波表中；预先生成存储有多个本地伪码的伪码表中；将所述中频接收信号与从所述载波表中查找到的本地复现载波进行异或运算以得到基带信号；将所述基带信号与从所述伪码表中查找到的本地复现伪码进行异或运算以得到混合信号；以及从所述混合信号中提取解码信号。

根据本申请的另一方面，提出了一种用于GPS中频接收信号的解码器，包括：第一异或模块，将接收的中频接收信号与从载波表中查找到的本地复现载波进行异或运算以得到基带信号，其中，所述载波表存储有预先生成的包括所述本地复现载波在内的多个本地载波；第二异或模块，将所述基带信号与从伪码表中查找到的本地复现伪码进行异或运算以得到混合信号，其中，所述伪码表存储有预先生成的包括所述本地复现伪码在内的多个本地伪码；以及解码结果提取模块，从所述混合信号中提取解码信号。

根据本申请的方案，通过将接收的中频信号与本地复现载波和本地复现码进行二次异或，只需要实时进行两次运算。相对于现有技术中采用的乘加操作，单在数据处理上次数就提高了3倍，并且异或运算相对乘加运算的效率也更高。根据在FPGA+DSP的导航测试环境中取得的数据，根据本申请的方案在处理速度可提高了16倍左右。

附图说明

图1是根据本申请一个示例性实施方式的解码方法的流程图。

图2是根据本申请一个示例性实施方式的零序列和非零序列取值的示例图。

图3是根据本申请一个示例性实施方式的基带信号与超前减滞后伪码混合的示例图。

图4是根据本申请一个示例性实施方式的累加表的结构图。

图5是根据本申请一个示例性实施方式的解码器的框图。

图6是根据本申请一个具体实施例的解码器的结构图。

具体实施方式

下面参照附图结合示例性的实施方式描述本申请的实施方式。

图1示出了根据本申请的示例性实施方式、用于对接收到GPS中频信号进行解码的方法100。如图所示，在步骤S101，预先生成本地载波并将生成的载波存储为载波表。载波表中存储正弦和余弦信号。对于一般的GPS接收机或系统，多普勒频率范围为-10～+10kHz，因此，在一个实施方式中，载波表可仅存储频率在中频附近-10～+10kHz范围内的正弦和余弦信号。此外，为了节省存储空间，在一个实施方式中，载波表中可只存储频率间隔为100Hz、初始相位为0的正弦和余弦信号。

尽管与存储具有精确频率和连续相位的正弦和余弦信号相比，使用不精确的频率将会对相关运算引起一定的信噪比损失，但采用上述频率间隔带来的信噪比损失基本可以忽略不计。例如，如果频率分辨率为1Hz则需要存储20001组正/余弦信号，对于每个频率点还需要存储具有不同初始相位的正/余弦信号，这将需要上Gbyte的存储空间。而对于只存储频率间隔为100Hz、初始相位为0的正弦和余弦信号的情况，损失的信噪比如下：

$\mathrm{\ΔSNR}=20{\log }_{10}\left(\frac{\sin (\mathrm{\π\Δf}\·T)}{\mathrm{\π\Δf}\·T}\right)$

其中，Δf为频率误差，T为相关运算的积分时间。由于载波表中的正/余弦信号的频率间隔为100Hz，最大的频率误差不会超过50Hz，因此，对于1ms的相关积分，造成的信噪比损失最大值为0.035dB，基本可以忽略不计。

根据一个实施方式，载波表中存储的正弦和余弦信号均使用2-bit表示，包含1-bit符号位和1-bit零值填充位，例如可如表1所示。

符号位	填充位	值
			0	0	+1
1	0	-1

表1

2-bit的采样值可按时间先后顺序，由低位到高位连续存储到32-bit字中。一个32-bit字存储16个采样值。对于16.368MHz采样的正弦/余弦信号，1ms包含16368个采样点，因此需要4092byte存储空间。载波表需要1.57MB空间来存储-10～+10kHz之间的总共201组正弦和余弦采样值。

在步骤S102，预先生成本地伪码并将生成的伪码存储成PRN(伪随机序列)码表，即，伪码表。PRN码表中存储的伪码可具有零多普勒频率。存储的伪码可包括即时伪码和超前减滞后伪码。

即时伪码使用2-bit表示，包含1-bit采样值和1-bit零填充，与载波表中正/余弦信号的2-bit表示方式一样。超前减滞后伪码具有3种取值：0、-2和+2。根据一个实施方式，可使用零序列和非零序列表示3种取值。例如，零序列表示超前减滞后伪码中取值为0的采样点，如果采样点的值为0，则零序列中的对应的点也为0否则为1。零序列同样使用2-bit进行表示，包含1-bit采样值和1-bit填充位，例如可如表2所示。

符号位	填充位	值
			0	0	0
1	1	1

表2

非零序列表示超前减滞后伪码中取值不等于0的采样点。非零序列中的值例如根据如下公式计算。

其中，X_N-M是非零序列的取值；X_E-L是超前减滞后伪码的取值；k表示第k个采样点；m是到第k个采样点时超前减滞后伪码中取值为0的数目。

与超前减滞后伪码中取值为0的采样点对应的非零序列中的数据点的总和为0或者2。当超前减滞后伪码中取值为0的采样点的数目为奇数，则上述总和为2，这一误差可以在最后累加时去除，这一点将在下文描述。误差修正值0或者2可以事先计算并附加在非零序列的末尾。非零序列同样使用2-bit表示，例如可如表3所示。

符号位	填充位	值
			0	0	+2

1

1

-2

表3

图2给出了零序列和非零序列取值的一个示例。为了得到较好的伪码相位分辨率，在一个实施方式中，PRN码表可为每个PRN值存储多组具有不同起始相位的伪码。考虑到使用N+1毫秒的数据块处理机制，码相位指针可以定位到1byte的中频数据，而1byte中频数据中包含4个采样点。因此PRN码表中存储的伪码的相位只需要覆盖4个采样点的间距。例如，PRN码表可为每个PRN值存储12组具有不同起始相位的伪码，这些伪码的相位从0～4个采样点间距，因此码相位分辨率为1/3采样点间距。对于16.368MHz的采样频率，1/3采样点间距对应6.1m的伪距。每组伪码包含即时伪码和超前减滞后伪码，需要4092×3＝12KB的存储空间。每个PRN值对应的伪码需要12KB×12＝144KB的存储空间。

尽管图1中示出步骤S101在步骤S102之前执行，但这两个步骤的顺序并不限于此。实际上，步骤S102也可以在S101之前执行，或者与步骤S101同时或部分同时地执行。

根据本申请的解码方法，在接收到GPS中频信号之后，在步骤S103和S104，使用位逻辑运算代替乘法运算来实现中频信号与本地信号之间的混合。具体地，在步骤S103，从载波表中查找出于接收的中频信号相应的本地载波作为本地复现载波，并将中频信号与本地复现载波进行XOR(异或)运算，从而得到基带信号。然后，在步骤S104，从PRN表中查找出对应的本地伪码作为本地复现伪码，并将基带信号与本地复现伪码进行XOR运算，从而得到混合信号。

上述解码方法是基于软件无线电的思想，其中，软件相关器以位并行运算的方法将输入的GPS信号与本地载波和C/A码进行混合。32bit的数据报含了16个信号采样值，因此混合操作是同时作用于16个采样值，相比于逐点相乘混合，速度提高了16倍。

本地复现载波可由数字控制振荡器(NCO)和离散的正弦(SIN)与余弦(COS)映射函数合成。本地复现码可由码发生器、三位移位寄存器和码NCO组成。载波NCO可由GPS软件接收处理器中的载波跟踪环控制，码NCO可由GPS接收处理器中的码跟踪环控制，从而实现GPS接收信号的快速捕获、跟踪和解算处理。通过对载波NCO和码NCO的跟踪控制，实现本地复现载波和本地复现码的查找。由于载波NCO和码NCO的跟踪控制是本领域公知的技术，因此本申请对此不再赘述。

根据一个实施方式，在步骤S104，将基带信号与本地即时伪码通过XOR运算进行混合以得到即时支路混合信号，并将基带信号与超前减滞后伪码的零序列进行AND(位与)运算后再与非零序列进行XOR运算以得到超前减滞后支路混合信号。

以上的位逻辑运算(XOR和AND)以32-bit字为单位进行。以2-bit中频数据为单位，16个2-bit中频数据组合成1个int(32-bit)数据。由于1个32-bit字包含16个采样点，因此混合运算对16个采样点进行并行操作。图3给出了基带信号与超前减滞后伪码混合的示例(为了图示方便，仅使用16-bit字进行混合)。

在步骤S104之后，在步骤S105从获得的混合信号中提取解码结果。如上文所述，在步骤S104得到的混合信号的值以2-bit表示，并连续存储在32-bit字中。由于将2-bit的值逐个从32-bit字中提取出来并相加将非常费时，因此根据一个实施方式，通过将混合信号的值进行累加而提取解码结果。例如，可使用累加表对16-bit字中的值进行累加。

步骤S104得到的即时支路混合信号的值和超前减滞后支路混合信号的值以2-bit表示分别可如表4和表5所示。

符号位	幅值位	值
			0	0	+1
0	1	+3
			1	0	-1
1	1	-3

表4

符号位	幅值位	值
			0	0	+2

0	1	+6
			1	0	-2
1	1	-6

表5

由于16-bit字共有2¹⁶＝65536种，因此累加表的长度可为65536byte即64kbyte。16-bit的混合信号可作为累加表的地址，该地址对应的值就是该16-bit字中8个值的累加结果。例如，累加表的结构可如图4所示。

对即时支路混合信号和超前减滞后支路混合信号进行1ms累加，可以得到最后的相关结果，这一操作如下：

$A_P=\underset{i=0}{\overset{N_{16}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{SUMLUT}\left[S_P\left(i\right)\right]$

$A_{E-L}=2\×\underset{i=0}{\overset{N_{16}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{SUMLUT}\left[S_{E-L}\left(i\right)\right]$

其中，SUMLUT表示查累加表操作；A_P是即时支路相关结果；S_P(i)是即时支路混合信号的16-bit字；A_E-L是超前减滞后支路相关结果；S_E-L(i)是超前减滞后支路混合信号的16-bit字；N₁₆表示1ms混合信号中16-bit字的数目。

由于混合信号的符号位和幅值位存储在同一个32-bit字中，并且混合信号可以直接输入一个累加表，因此将累加表输出的结果求和后可得到最后的相关值。由于省去了一般算法所需要的将符号字和幅值字进行大量的逻辑运算，因此可节省约50％的运算量。

如上文所述，在本申请的实施方式中，使用载波表产生本地载波，但是，由于载波频率不精确，将可能造成本地载波与中频信号的载波之间存在频率和相位误差。根据一个实施方式，可通过对相关运算的累加结果进行相位旋转来补偿。具体地，对于同相I和正交Q通道，其相关运算的累加结果如下：

$I=\frac{1}{2}{A}^2\mathrm{DR}\left(\mathrm{\τ}\right)\frac{\sin (\mathrm{\π\Δf}\·T)}{\mathrm{\π\Δf}\·T}\·\cos (\mathrm{\π\Δf}\·T+\mathrm{\Δ\φ})+n_I$

$Q=\frac{1}{2}{A}^2\mathrm{DR}\left(\mathrm{\τ}\right)\frac{\sin (\mathrm{\π\Δf}\·T)}{\mathrm{\π\Δf}\·T}\·\sin (\mathrm{\π\Δf}\·T+\mathrm{\Δ\φ})+n_Q$

其中，A为信号幅度；D为导航数据；R(τ)为C/A码自相关函数；τ为中频信号伪码与本地伪码的相位差；Δf＝f_r-f_IF为本地载波与中频信号载波的频率差；T为相关积分时间；Δφ＝φ_r-φ_IF为本地载波与中频信号载波的初始相位差；n_I和n_Q为噪声。如果本地载波具有精确频率和连续相位，假设频率为f_r，相位为φ_r。而使用载波表产生的本地载波其频率为

初始相位为0，需要将

补偿为f_r初始相位补偿为φ_r：

$f_r={\tilde{f}}_r+(f_r-{\tilde{f}}_r)$

φ_r＝0+φ_r

得到补偿后的相关结果为：

$I=\tilde{I}\·\cos (\mathrm{\πT\Δ}{f}_r+{\mathrm{\φ}}_r)-\tilde{Q}\·\sin (\mathrm{\πT\Δ}{f}_r+{\mathrm{\φ}}_r)$

$Q=\tilde{I}\·\sin (\mathrm{\πT\Δ}{f}_r+{\mathrm{\φ}}_r)+\tilde{Q}\·\cos (\mathrm{\πT\Δ}{f}_r+{\mathrm{\φ}}_r)$

φ_r(k)＝φ_r(k-1)+2πf_r(k-1)·T

其中，I和Q是补偿后的相关结果；

和

是使用载波表中的载波进行相关运算的结果；

是精确频率与实际使用的本地载波频率的误差；φ_r为载波相位；k表示第k次相关运算。

图5是根据本申请一个示例性实施方式的解码器的框图。如图所示，根据一个实施方式的解码器包括第一异或模块501、第二异或模块502和解码结果提取模块503。第一异或模块501将接收的中频接收信号与从载波表51中查找到的本地复现载波进行异或运算以得到基带信号，其中，载波表51存储有预先生成的包括本地复现载波在内的多个本地载波。第二异或模块502将基带信号与从伪码表52中查找到的本地复现伪码进行异或运算以得到混合信号，其中，伪码表52存储有预先生成的包括本地复现伪码在内的多个本地伪码。解码结果提取模块503从混合信号中提取解码信号。

根据不同的实施方式，解码结果提取模块503可对混合信号中的数据进行累加以得到解码信号。每个中频接收信号、每个本地载波和每个本地伪码均可采用2-bit数据表示，并且中频接收信号、本地载波和本地伪码可分别组合到int型数据中。载波表51中存储的多个本地载波的频率可在中频接收信号的频率加上多普勒频移的范围内。

根据一个实施方式，每个本地载波均可包括正弦值和余弦值。这样，第一异或模块501可将中频接收信号与本地复现载波对应的正弦值和余弦值分别进行异或运算，从而得到的基带信号包括I路信号和Q路信号。第二异或模块502可将I路信号和Q路信号分别与本地复现伪码进行异或运算，以得到I路混合信号和Q路混合信号。解码结果提取模块503可对I路混合信号和Q路混合信号中的数据分别进行累加以得到解码信号。

根据一个实施方式，每个本地伪码均可包括即时伪码和超前减滞后伪码。这样，第二异或模块可将基带信号与即时伪码和超前减滞后伪码分别进行异或运算，以得到即时支路混合信号和超前减滞后支路混合信号。解码结果提取模块503可对即时支路混合信号和超前减滞后支路混合信号中的数据分别进行累加以得到解码信号。

根据一个实施方式，该解码器还可包括反馈控制模块(未示出)，根据解码结果提取模块提取的解码信号控制从载波表51和伪码表52查找出的本地复现载波和本地复现伪码。

图6示出了根据本申请一个具体实施例的相关器结构图。如图所示，接收到的数字中频信号首先被复现的本地载波剥离载频，其中复现的本地载波由数字控制振荡器(NCO)和离散的正弦(SIN)与余弦(COS)映射函数合成。中频信号与离散的正弦和余弦进行位异或运算后输出的结果分别为I和Q项信号。混频输出的I和Q项信号分别与即时和超前滞后的本地复现码发生相关，其中本地复现码由码发生器、三位移位寄存器和码NCO组成。载波NCO由GPS软件接收处理器中的载波跟踪环控制，码NCO由GPS接收处理器中的码跟踪环控制，从而实现GPS接收信号的快速捕获、跟踪和解算处理。其中，相关器中使用P(即时)、E-L(超前减滞后)两路结构信号处理。

根据本申请的方案，由于可将2-bit中频数据连续地存储到1个数据缓存中并形成一个数据块，形成的数据块中从低位到高位、从低字节到高字节进行连续存储，因此可以为本地复现的伪码表节省大量的存储空间。此外，由于利用当前微处理器的存储器的资源冗余部分先行生成载波表，通过对载波表内数据进行平差，避免了反复获取实时数据，提高信号处理的速度。此外，在本申请的实施方式中本地PRN码表只需要存储码相位覆盖4个采样点的伪码，而一般算法的本地PRN码表需要存储码相位覆盖32个采样点的伪码。通过使用位异或操作实现GPS接收信号与本地载波、伪随机码的混合，大大减少了GPS接收信号处理中核心相关运算的处理时间，解决了GPS接收信号软件处理系统的实时性问题。同时，本申请的方案在计算机平台上软件运行时，只占用少量的CPU和内存资源，能充分实现减少运算量、提高运算速度和降低资源存储空间。

Claims (19)

1.一种用于对GPS中频接收信号进行解码的方法，包括：

预先生成存储有多个本地载波的载波表中；

预先生成存储有多个本地伪码的伪码表中；

将所述中频接收信号与从所述载波表中查找到的本地复现载波进行异或运算以得到基带信号；

将所述基带信号与从所述伪码表中查找到的本地复现伪码进行异或运算以得到混合信号；以及

从所述混合信号中提取解码信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中，每个中频接收信号、每个本地载波和每个本地伪码均采用2-bit数据表示，并且中频接收信号、本地载波和本地伪码分别组合到int型数据中。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述载波表中存储的所述多个本地载波的频率在所述中频接收信号的频率加上多普勒频移的范围内。

4.如权利要求2所述的方法，其中，每个本地载波均包括正弦值和余弦值，将所述中频接收信号与所述本地复现载波进行异或运算包括：

将所述中频接收信号与所述本地复现载波对应的正弦值和余弦值分别进行异或运算，从而得到的所述基带信号包括I路信号和Q路信号。

5.如权利要求4所述的方法，其中，将所述基带信号与所述本地复现伪码进行异或运算包括：

将所述I路信号和所述Q路信号分别与所述本地复现伪码进行异或运算，以得到I路混合信号和Q路混合信号。

6.如权利要求1所述的方法，其中，每个本地伪码均包括即时伪码和超前减滞后伪码，将所述基带信号与所述本地复现伪码进行异或运算包括：

将所述基带信号与所述即时伪码和所述超前减滞后伪码分别进行异或运算以得到即时支路混合信号和超前减滞后支路混合信号。

7.如权利要求1所述的方法，其中，从所述混合信号中提取所述解码信号包括：

对所述混合信号中的数据进行累加以得到所述解码信号。

8.如权利要求5所述的方法，其中，从所述混合信号中提取所述解码信号包括：

对所述I路混合信号和Q路混合信号中的数据分别进行累加以得到所述解码信号。

9.如权利要求6所述的方法，其中，从所述混合信号中提取所述解码信号包括：

对所述即时支路混合信号和所述超前减滞后支路混合信号中的数据分别进行累加以得到所述解码信号。

10.一种用于GPS中频接收信号的解码器，包括：

第一异或模块，将接收的中频接收信号与从载波表中查找到的本地复现载波进行异或运算以得到基带信号，其中，所述载波表存储有预先生成的包括所述本地复现载波在内的多个本地载波；

第二异或模块，将所述基带信号与从伪码表中查找到的本地复现伪码进行异或运算以得到混合信号，其中，所述伪码表存储有预先生成的包括所述本地复现伪码在内的多个本地伪码；以及

解码结果提取模块，从所述混合信号中提取解码信号。

11.如权利要求10所述的解码器，其中，每个中频接收信号、每个本地载波和每个本地伪码均采用2-bit数据表示，并且中频接收信号、本地载波和本地伪码分别组合到int型数据中。

12.如权利要求10所述的解码器，其中，所述载波表中存储的所述多个本地载波的频率在所述中频接收信号的频率加上多普勒频移的范围内。

13.如权利要求11所述的解码器，其中，每个本地载波均包括正弦值和余弦值，所述第一异或模块将所述中频接收信号与所述本地复现载波对应的正弦值和余弦值分别进行异或运算，从而得到的所述基带信号包括I路信号和Q路信号。

14.如权利要求13所述的解码器，其中，所述第二异或模块将所述I路信号和所述Q路信号分别与所述本地复现伪码进行异或运算，以得到I路混合信号和Q路混合信号。

15.如权利要求10所述的解码器，其中，每个本地伪码均包括即时伪码和超前减滞后伪码，所述第二异或模块将所述基带信号与所述即时伪码和所述超前减滞后伪码分别进行异或运算以得到即时支路混合信号和超前减滞后支路混合信号。

16.如权利要求10所述的解码器，其中，所述解码结果提取模块对所述混合信号中的数据进行累加以得到所述解码信号。

17.如权利要求14所述的解码器，其中，所述解码结果提取模块对所述I路混合信号和Q路混合信号中的数据分别进行累加以得到所述解码信号。

18.如权利要求15所述的解码器，其中，所述解码结果提取模块对所述即时支路混合信号和所述超前减滞后支路混合信号中的数据分别进行累加以得到所述解码信号。

19.如权利要求10所述的解码器，进一步包括：

反馈控制模块，根据所述解码结果提取模块提取的所述解码信号控制从所述载波表和所述伪码表查找出的所述本地复现载波和所述本地复现伪码。

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