CN102857155B - 一种升降压双电机并驱控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种升降压双电机并驱控制器，包括前级功率部分电路、后级功率部分电路及控制功率部分电路,所述前级功率部分电路与后级功率部分电路为电连接，所述控制功率部分电路与前级功率部分电路为电连接，所述控制功率部分电路与后级功率部分电路为电连接；本发明当输入电压高于输出电压时,前级升降压斩波电路起降压作用；当输入电压低于输出电压时,前级升降压斩波电路起升压作用，即输入在30V～100V波动时，输出保持60V不变；采用双机并联方式的控制器结构有效提高系统集成度，提高效率，具有推广作用。

Description

一种升降压双电机并驱控制器

技术领域

本发明涉及一种控制器，特别是涉及一种升降压双电机并驱控制器。

背景技术

专利ZL200710162827.2公开了一种电机控制器，所述电机控制器包括：检测装置，用于检测电机的驱动电流；及控制装置，用于响应于控制和驱动所述电机的控制信号而通过驱动电流来控制和驱动所述电机；其中所述控制装置将所述驱动信号的驱动频率设置为与所述驱动电流相对应的驱动频率，从而控制和驱动所述电机。又如专利ZL01816345.9公开了一种用于控制包括电源转换电路和实测单元的机器系统的电机控制器，所述电源转换电路响应扭矩指令驱动通过传动装置与负载装置相联的电机运转，所述实测单元提供所述电机的实际转角信号和实际速度信号，所述电机控制器的特征在于包括：第一模拟控制装置，它根据上级装置提供的指令转角信号和至少一个第——控制参数，计算第一模拟位置信号、第一模拟速度信号和第一模拟加速信号并提供计算信号；第二模拟控制装置，它根据所述第一模拟位置信号、第一模拟速度信号和第一模拟加速信号及至少一个第二控制参数，计算第二模拟位置，信号、第二模拟速度信号、第二模拟加速信号和模拟扭矩信号并提供计算的信号：及实控装置，它根据所述第二模拟位置信号、第二模拟速度信号和第二模拟加速信号及所述模拟扭矩信号计算和提供所述扭矩指令。

发明内容

为了克服上述现有技术存在的缺陷，本发明提供一种升降压双电机并驱控制器，该控制器用于输入电压波动系统中的电机控制。

为实现上述目的，本发明的具体方案为：

一种升降压双电机并驱控制器，包括前级功率部分电路、后级功率部分电路及控制功率部分电路,所述前级功率部分电路与后级功率部分电路为电连接，所述控制功率部分电路与前级功率部分电路为电连接，所述控制功率部分电路与后级功率部分电路为电连接；

所述前级功率部分电路为前级升降压斩波电路，包括E—L₁—V₁回路、C₁—V₁—L₂回路、E—L₁—C₁—VD—负载回路及L₂—VD—负载回路；C₂为过滤电容，所述负载为C₂和R；

Sepic斩波电路的输入输出关系为：

$U_O=\frac{t_{\mathrm{on}}}{t_{\mathrm{off}}}E=\frac{t_{\mathrm{on}}}{T-t_{\mathrm{on}}}E=\frac{\mathrm{\α}}{1-\mathrm{\α}}E$

所述前级升降压斩波电路采用电感L₁和电感L₂，所述电感L₁和电感L₂绕在同一个磁芯上；所述电感器L₁与主开关组成一个升压变压器；所述电感器L₂与输出二极管VD组成一个反激或升压-降压型变换器；

所述主开关的占空比为：

$D=\left(\frac{V_O+V_D}{V_{\mathrm{IN}}+V_O+V_D}\right)$

其中，V_D为二极管的正向电压；占空比为50％；最大输出电压为：

$V_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=(V_{\mathrm{IN}}+V_D)\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}-V_D\frac{1}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

最大输入电流为：

$I_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{MAX}\right)}=I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}\·\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

峰值输入电流为：

$I_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{PEAK}\right)}=(1+\frac{\mathrm{\χ}}{2})\·I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}\·\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

V_in-开关管两端电压；

V_o-电容C2两端电压；

D_max-开关管最大占空比；

I_o(max)-最大输出电流；

所述“χ”为电感器中的波纹电流相对其最大值的因数；

所述后级功率部分电路包括十二个开关管，Q1、Q2、Q3、Q4、Q5及Q6分别为图1所示的用于压缩机驱动的三相6个开关管；S1、S2、S3、S4、S5及S6分别为图1所示的用于风机驱动的三相6个开关管；其中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5及Q6用于驱动压缩机；S1、S2、S3、S4、S5及S6驱动风机，同时工作驱动压缩机和风机或单独工作分别驱动压缩机或风机；

所述控制功率部分电路包括驱动电路、辅助电源及控制器，所述驱动电路与控制器为电连接，所述辅助电源与控制器为电连接。

本发明中，所述控制器为MCU控制器或DSP控制器。

本发明中，所述压缩机采用正弦反电势的永磁同步电机，控制策略采用矢量控制。

本发明中，所述永磁同步电机的PMSM数学模型为在d、q同步旋转坐标系中将电压、电流、磁链变量解耦，将变量分解在相互垂直的d、q坐标上；得电磁转矩公式为：

T_e＝p_n[ψ_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q]

PMSM的电磁转矩由转子永磁磁场与定子绕组电流作用产生的永磁转矩T_m和由电感变化引起的磁阻转矩T_r组成,其表达式为：

T_m＝p_nψ_fi_q

T_r＝p_n(L_d-L_q)i_di_q

当PMSM转子为凸极形式时，采用磁阻转矩控制方式，在一定定子电流条件下获得最大的转矩输出；

定子电流公式为：代入电磁转矩公式，将T_e对i_q求导，得到：

$\frac{{\mathrm{dT}}_e}{{\mathrm{di}}_q}=p_n{\mathrm{\ψ}}_f+p_n(L_d-L_q)\frac{i_d^2-i_q^2}{i_d}$

令即求得获得最大电磁转矩时的d、q轴电流；

$p_n{\mathrm{\ψ}}_f{i}_d+p_n(L_d-L_q)(i_d^2-i_q^2)=0$

得到：

$i_d=\frac{-p_n{\mathrm{\ψ}}_f+\sqrt{p_n^2{\mathrm{\ψ}}_f^2+4p_n^2{(L_d-L_q)}^2{i}_q^2}}{{2p}_n(L_d-L_q)}$

此时输出的电磁转矩为：

$T_e=\frac{1}{2}{p}_n{\mathrm{\ψ}}_f{i}_q+\frac{1}{2}{i}_q\sqrt{p_n^2{\mathrm{\ψ}}_f^2+{4p}_n^2{(L_d-L_q)}^2{i}_p^2}$

当给定电磁转矩值后，通过反推得到对应的d、q轴电流参考值，实现最大转矩控制；

对于PMSM转子为表面贴装式，有：

T_e＝p_nψ_fi_q

当直轴分量i_d为零时，i_s与ψ_f正交，每单位定子电流产生的转矩值最大，电动机铜耗也最小。

本发明中，所述控制器为MCU控制器或DSP控制器。

本发明的有益效果是：当输入电压高于输出电压时,前级升降压斩波电路起降压作用；当输入电压低于输出电压时,前级升降压斩波电路起升压作用，即输入在30V～100V波动时，输出保持60V不变；采用双机并联方式的控制器结构有效提高系统集成度，提高效率，具有推广作用。

附图说明

图1为本发明的结构示意图。

图2为本发明所述永磁同步电机(PMSM电机)的数学模型。

图3为本发明所述PMSM矢量控制框图。

具体实施方式：

为了使本发明的技术手段、创作特征与达成目的易于明白理解，下结合具体实施例进一步阐述本发明

如图1至图3所示，本发明所述一种升降压双电机并驱控制器包括前级功率部分电路1、后级功率部分电路2及控制功率部分电路3；所述前级功率部分电路1与后级功率部分电路2为电连接，所述控制功率部分电路3与前级功率部分电路1为电连接，所述控制功率部分电路3与后级功率部分电路2为电连接；

所述前级功率部分电路1为前级升降压斩波电路，包括E—L₁—V₁回路、C₁—V₁—L₂回路、E—L₁—C₁—VD—负载回路、L₂—VD—负载回路，

所述前级功率部分电路1的基本工作原理是：

1、当V₁处于通态时，E—L₁—V₁回路和C₁—V₁—L₂回路同时导电，L₁和L₂贮能；

2、当V₁处于断态时，E—L₁—C₁—VD—负载回路及L₂—VD—负载回路同时导电，此阶段E和L₁既向负载供电，同时也向C₁充电，C₁贮存的能量在V₁处于通态时向L₂转移；随着电感能量的释放，两个电感的电流都有所减小；C₂为过滤电容，吸收了脉动电流，得到平滑的直流电压U；所述负载为C₂和R；

Sepic斩波电路的输入输出关系由下式给出：

$U_O=\frac{t_{\mathrm{on}}}{t_{\mathrm{off}}}E=\frac{t_{\mathrm{on}}}{T-t_{\mathrm{on}}}E=\frac{\mathrm{\α}}{1-\mathrm{\α}}E$

所述前级升降压斩波电路中，电源电流和负载电流均连续，有利于输入、输出滤波；

所述前级升降压斩波电路采用电感L₁和电感L₂，输出电压低於或者高於输入电压；两个电感L₁和电感L₂，所述电感L₁和电感L₂绕在同一个磁芯上，在整个开关周期内加在所述电感L₁和电感L₂上面的电压是一样的；使用耦合电感比起使用两个独立的电感节省PCB的空间并且降低成本；电容C₂把输出和输入进行绝缘并且为负载短路提供保护；所述电感器L₁与主开关组成一个升压变压器；所述电感器L₂与输出二极管VD组成一个反激或升压-降压型变换器。

对于一个工作连续导通方式的所述前级升降压斩波电路，所述主开关的占空比为：

$D=\left(\frac{V_O+V_D}{V_{\mathrm{IN}}+V_O+V_D}\right)$

其中，V_D为二极管的正向电压；对于输入电压接近输出电压的变换器而言，占空比为50％；最大输出电压为：

$V_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=(V_{\mathrm{IN}}+V_D)\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}-V_D\frac{1}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

控制电路是测量输入电流，因此，输出电流须折回输入端，正确选定功率MOSFET；最大输入电流为：

$I_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{MAX}\right)}=I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}\·\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

峰值输入电流为：

$I_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{PEAK}\right)}=(1+\frac{\mathrm{\χ}}{2})\·I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}\·\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

最大占空比(DMAX)应在最小输入电压条件下计算。

其中，所述常数“χ”代表电感器中的波纹电流相对其最大值的因数；例如，若选择的是50％波纹电流，则χ＝0.50，且峰值电流比平均值大25％。

工作于高占空比的条件下的前级升降压斩波电路能具有很高的输入电流；必须要进行检查确保最大负载电流不会是输入电源过载。

所述后级功率部分电路2包括十二个开关管，其中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5及Q6用于驱动压缩机4；S1、S2、S3、S4、S5及S6驱动风机5，也单独驱动压缩机4或风机5，具有高效率，高集成度的优点。

其中，所述压缩机4采用正弦反电势的永磁同步电机(PMSM电机)，控制策略采用矢量控制。

所述永磁同步电机(PMSM电机)的PMSM数学模型为在d、q同步旋转坐标系中将电压、电流、磁链变量解耦，将变量分解在相互垂直的d、q坐标上。矢量控制就是建立在此模型基础上的。得电磁转矩公式为：

T_e＝p_n[ψ_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q]

PMSM的电磁转矩由转子永磁磁场与定子绕组电流作用产生的永磁转矩T_m和由电感变化引起的磁阻转矩T_r组成,其表达式为：

T_m＝p_nψ_fi_q

T_r＝p_n(L_d-L_q)i_di_q

PMSM的电磁转矩控制最终归结为对d轴和q轴电流的控制，矢量控制的目的就是通过对分解的电流的控制，来快速准确的控制电磁转矩。对于给定的电磁转矩，根据不同的控制目标，就应用各种不同的控制策略，产生多种d轴和q轴电流组合。

当PMSM转子为凸极形式时，由于d、q轴磁阻的不同，电感L_d和L_q不等，因此存在磁阻转矩，这是采用的控制方式是利用磁阻转矩，在一定定子电流条件下获得最大的转矩输出。

定子电流公式为：代入电磁转矩公式，将T_e对i_q求导，得到：

$\frac{{\mathrm{dT}}_e}{{\mathrm{di}}_q}=p_n{\mathrm{\ψ}}_f+p_n(L_d-L_q)\frac{i_d^2-i_q^2}{i_d}$

令即求得获得最大电磁转矩时的d、q轴电流。

$p_n{\mathrm{\ψ}}_f{i}_d+p_n(L_d-L_q)(i_d^2-i_q^2)=0$

得到：

$i_d=\frac{-p_n{\mathrm{\ψ}}_f+\sqrt{p_n^2{\mathrm{\ψ}}_f^2+4p_n^2{(L_d-L_q)}^2{i}_q^2}}{{2p}_n(L_d-L_q)}$

此时输出的电磁转矩为：

$T_e=\frac{1}{2}{p}_n{\mathrm{\ψ}}_f{i}_q+\frac{1}{2}{i}_q\sqrt{p_n^2{\mathrm{\ψ}}_f^2+{4p}_n^2{(L_d-L_q)}^2{i}_p^2}$

这样，当给定电磁转矩参考值后，通过反推得到对应的d、q轴电流参考值，实现最大转矩控制。

对于PMSM转子为表面贴装式，由于d、q轴磁阻相同，电感L_d与L_q相等，因此有：

T_e＝p_nψ_fi_q

转矩中不包含磁阻转矩项，电磁转矩仅与定子电流中的交轴分量有关，此时不论i_d是否为零，电磁转矩始终与i_q成线性变化。此式的关键是如何实现对iq的控制，分为i_d＝0方式；功率因数为1方式；气隙合成磁链与转子磁链保持相等等方式。当直轴分量i_d为零时，i_s与ψ_f正交，每单位定子电流产生的转矩值最大，电动机铜耗也最小。

所述控制功率部分电路3包括驱动电路7、辅助电源8及控制器6，所述驱动电路7与控制器6为电连接，所述辅助电源8与控制器6为电连接。所述控制器6检测输入电压，输出电压，检测输入电流与输出电流，检测系统温度和环境问题，同时估测压缩机4的转速，实现智能控制。

其中，所述控制器6为MCU控制器或DSP控制器。

当输入电压高于输出电压时,前级升降压斩波电路起降压作用；当输入电压低于输出电压时,前级升降压斩波电路起升压作用，即输入在30V～100V波动时，输出保持60V不变。同时，本发明采用双机并联方式的控制器结构有效提高系统集成度，提高效率。用于压缩机和风机双机并联空调功率部分。

上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。

Claims (5)

1.一种升降压双电机并驱控制器，其特征在于：其包括前级功率部分电路、后级功率部分电路及控制功率部分电路,所述前级功率部分电路与后级功率部分电路为电连接，所述控制功率部分电路与前级功率部分电路为电连接，所述控制功率部分电路与后级功率部分电路为电连接；

所述前级功率部分电路为前级升降压斩波电路，包括E—L₁—V₁回路、C₁—V₁—L₂回路、E—L₁—C₁—VD—负载回路及L₂—VD—负载回路；C₂为过滤电容，所述负载为C₂和R；

Sepic斩波电路的输入输出关系为：

$U_O=\frac{t_{\mathrm{on}}}{t_{\mathrm{off}}}E=\frac{t_{\mathrm{on}}}{T-t_{\mathrm{on}}}E=\frac{\mathrm{\α}}{1-\mathrm{\α}}E.$

所述前级升降压斩波电路采用电感L₁和电感L₂，所述电感L₁和电感L₂绕在同一个磁芯上；所述电感器L₁与主开关组成一个升压变压器；所述电感器L₂与输出二极管VD组成一个反激或升压-降压型变换器；

所述主开关的占空比为：

$D=\left(\frac{V_O+V_D}{V_{\mathrm{IN}}+V_O+V_D}\right)$

其中，V_D为二极管的正向电压；占空比为50％，最大输出电压为：

$V_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=(V_{\mathrm{IN}}+V_D)\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}-V_D\frac{1}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

最大输入电流为：

$I_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{MAX}\right)}=I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}\·\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

峰值输入电流为：

$I_{\mathrm{IN}\left(\mathrm{REAK}\right)}=(1+\frac{\mathrm{\χ}}{2})\·I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}\·\frac{D_{\mathrm{MAX}}}{1-D_{\mathrm{MAX}}}$

V_in-开关管两端电压；

所述“χ”为电感器中的波纹电流相对其最大值的因数；

所述后级功率部分电路包括十二个开关管，Q1、Q2、Q3、Q4、Q5及Q6分别为图1所示的用于压缩机驱动的三相6个开关管；S1、S2、S3、S4、S5及S6分别为图1所示的用于风机驱动的三相6个开关管；其中Q1、Q2、Q3、Q4、Q5及Q6用于驱动压缩机；S1、S2、S3、S4、S5及S6驱动风机，同时工作驱动压缩机和风机或单独工作分别驱动压缩机或风机；

所述控制功率部分电路包括驱动电路、辅助电源及控制器，所述驱动电路与控制器为电连接，所述辅助电源与控制器为电连接。

2.根据权利要求1所述一种升降压双电机并驱控制器，其特征在于：所述控制器为MCU控制器或DSP控制器。

3.根据权利要求1所述一种升降压双电机并驱控制器，其特征在于：所述压缩机采用正弦反电势的永磁同步电机，控制策略采用矢量控制。

4.根据权利要求3所述一种升降压双电机并驱控制器，其特征在于：所述永磁同步电机的PMSM数学模型为在d、q同步旋转坐标系中将电压、电流、磁链变量解耦，将变量分解在相互垂直的d、q坐标上；得电磁转矩公式为：

T_e＝p_n[y_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q]

P_n-永磁同步电机的极对数；

ψ_f-永磁同步电机的定子磁链；

L_q-永磁同步电机的q轴电感；

L_d-永磁同步电机的d轴电感；

i_d-永磁同步电机的d轴电流；

i_q-永磁同步电机的q轴电流；

ψ_ji_q-定子磁链与q轴电流乘积；

T_m－永磁转矩；

i_s－定子电流；

PMSM的电磁转矩由转子永磁磁场与定子绕组电流作用产生的永磁转矩T_m和由电感变化引起的磁阻转矩T_r组成,其表达式为：

T_m＝p_nψ_fi_q

T_r＝p_n(L_d-L_q)i_di_q

当PMSM转子为凸极形式时，采用磁阻转矩控制方式，在一定定子电流条件下获得最大的转矩输出；

定子电流公式为：代入电磁转矩公式，将T_e对i_q求导，得到：

$\frac{{\mathrm{dT}}_e}{{\mathrm{di}}_q}=p_n{\mathrm{\ψ}}_f+p_n(L_d-L_q)\frac{i_d^2-i_q^2}{i_d}$

令即求得获得最大电磁转矩时的d、q轴电流；

$p_n{\mathrm{\ψ}}_f{i}_d+p_n(L_d-L_q)(i_d^2-i_q^2)=0$

得到：

$i_d=\frac{-p_n{\mathrm{\ψ}}_f+\sqrt{p_n^2{\mathrm{\ψ}}_f^2+4p_n^2{(L_d-L_q)}^2{i}_q^2}}{2p_n(L_d-L_q)}$

此时输出的电磁转矩为：

$T_e=\frac{1}{2}{p}_n{\mathrm{\ψ}}_f{i}_q+\frac{1}{2}{i}_q\sqrt{p_n^2{\mathrm{\ψ}}_f^2+4p_n^2{(L_d-L_q)}^2{i}_q^2}$

当给定电磁转矩值后，通过反推得到对应的d、q轴电流参考值，实现最大转矩控制；

对于PMSM转子为表面贴装式，有：

T_e＝p_nψ_fi_q

当直轴分量i_d为零时，i_s与ψ_f正交，每单位定子电流产生的转矩值最大，电动机铜耗也最小。

5.基于权利要求1所述一种升降压双电机并驱控制器描述，其特征在于：所述控制器为MCU控制器或DSP控制器。