CN102835019B

CN102835019B - 用于模块化驱动功率转换器的电路布置

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Publication number: CN102835019B
Application number: CN201180015781.6A
Authority: CN
Inventors: 雷纳·马奎特; N·米歇尔斯
Original assignee: ECPE ENGINEERING CT FOR POWER ELECTRONICS GmbH
Current assignee: ECPE ENGINEERING CT FOR POWER ELECTRONICS GMBH
Priority date: 2010-02-24
Filing date: 2011-01-31
Publication date: 2015-04-15
Anticipated expiration: 2031-01-31
Also published as: WO2011103959A3; DE102010008978A1; EP2522069B1; US8890465B2; DE102010008978B4; EP2522069A2; CN102835019A; WO2011103959A2; US20130049659A1

Abstract

本发明涉及一种功率转换器电路，其尤其适合于在重量最小化和可用性以及直接附接至旋转场式机器方面具有高需要的移动驱动系统。本发明的特征尤其是电子设备的严格模块化结构和原则上无源滤波器元件方面的非常低的花费。

Description

用于模块化驱动功率转换器的电路布置

已知多种转换器电路被用于将电能从直流电压（例如蓄电池）到变频三相电压的双向转换。

这些功率转换器（Stromrichter）的一个优选的应用领域是用于以电动机运行和发电机运行的无刷旋转场式机器的转动速度控制。驱动系统的极轻的重量和高可用性对于移动应用（例如车辆或航空）是尤其需要的。已知的功率转换器电路不能以满意的方式来满足结合后的这两个要求。已知的和主要使用的电路通常是电压源转换器（U-Umrichter）。

在使重量最小化方面，涉及的原理所要求的电容器电池组和滤波扼流圈（Filterdrosseln），以及电动机线缆的重量是棘手问题。对于移动应用，冷却设备以及要求的热交换器的重量和体积也是相关的。基本仅通过降低驱动系统的功率损耗并其次利用尽可能高的冷却剂温度，冷却设备以及热交换器的影响可以最小化。驱动系统的高可用性基本上可通过带有电力电子的固有冗余的电路拓扑来实现。

如已知的，在电动机侧上必须使用的无源滤波器方面，多级转换器是有利的。各自的拓扑尤其从IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRYAPPLICATIONS,vol.32,no.3,May/June 1996,“MultilevelConverters-A New Breed of Power Converters”,作者:Jih-ShengLai and Fang Zheng Peng中可知。

然而，所必需的电容器电池组的尺寸的任何明显减小或者任何改进的可用性是不可实现的。此外，已知的电压源转换器的直流电压侧的电容器电池组连同直流电压侧的滤波扼流圈和/或寄生电力电感以已知方式形成无源谐振电路，这导致在稳态和瞬态时发生有干扰的振动。电容器电池组的电容量大小因此也由可允许的瞬态过电压的量确定。因此，不能利用理论上可能的电容量随着半导体时钟频率的增大而减小，尤其是在将若干功率转换器连接至共用直流电压分布时。

从DE 10103031A1“Stromrichterschaltungen mit verteiltenEnergiespeichern”中已知的拓扑能够实现高可用性，甚至在电子部件/子系统故障/缺陷时。严格的模块化电子设计和较低的可自由选择的半导体电压是有利的。然而，所必需的电容器电池组的尺寸对于移动应用仍是一个缺点。

对于已知的电压源转换器，通过在直流电压侧尽可能地选择高的额定电压来减小电动机线缆的重量，以使得电动机可被设计用于更小的电流。然而这种设计不是可自由选择的，或者由于增加了蓄电池组的耗费或出于安全原因是不期望这种设计的。根据现有技术，因此常利用额外的DC/DC转换器（Gleichspannungswandlern），以使得至少不需要针对电动机侧的电压源转换器的高直流电压设计蓄电池组。然而，这是非常不利的，因为DC-DC转换器必须针对全驱动功率输出而设计，导致进一步的能量损耗，并转而需要大量无源部件，例如滤波扼流圈和去干扰滤波器

从DE 102007013462A1“LeistungselektronischeSchaltungsanordnung für eine Drehfeldmaschine”可知如下拓扑，该拓扑使得能够在没有额外DC-DC转换器的情况下为电动机提供较高的和更多调节的电压，该电压显著高于供应的直流电压。然而，借助这些布置仍不能够明显减小对于已知电压源转换器所需要的电容器电池组的体积和重量。

本发明的目的是提供一种用于从直流电压到多相的三相电压（Drehspannung）的双向转换的方法和设备，通过该方法和设备可避免上文所提及的缺陷。通过一种具有权利要求1中提及的特征，经由包括多个串联连接的子模块的功率转换器，用于从直流电压到多相电压的双向转换的设备，以及通过具有权利要求8中提及的特征，经由包括多个串联连接的子模块的功率转换器，用于控制用于从直流电压到多相电压的双向转换的功率转换器的方法，实现所述目的。本发明的有利的实施方案是从属权利要求的主题。

其他目的是联合从DE 10103031A1以及DE 102007013462A1中可知的布置的已提及的优点，并避免前述缺陷。如已经解释的，这些尤其是下列问题：

1）由若干个可选数量的相同的被称作子模块（10）组成的功率电子设备的模块可行性；

2）在子模块（10）缺陷期间继续功率转换器的运行的可能性；

3）能够在没有大体积无源部件的情形下工作，尤其是没有用于供应直流电压的并联电容器；

4）使用具有与供应的直流电压相比低的反向电压的半导体的可能性，尤其是场效应晶体管；

5）与已知的电压源转换器相比低的功率损耗；

6）与已知的电压源转换器相比，利用涉及的原理对内部能量储存的低需求；

7）直接安装/安置在旋转场式机器上的良好适用性。这些优点通过根据权利要求的本发明的措施来实现。

图1示出了根据本发明的电路布置，具有若干个（例如三个）连接至直流电压源（30）的子模块（10）。示出的直流电压源（30）类似于一个理想的源（31）与寄生内部电阻（32）和漏电感（33）的替代电路。取决于负载的直流电压（Ud）被施加在其连接端子（P）和（N）。通过线缆或母线（Stromschienen）的直流电压分布，可并联连接其他驱动系统和其他负载。这允许直流电压明显地和非预期地波动，而这对于常规电压源转换器来说会导致电容器电池组中的明显的补偿电流和电流振荡。

根据本发明，所有子模块（10）是通过它们的直流电压端子（X1、X2）串联连接至直流电压源（30）。子模块（10）的合适和有利的内部电路拓扑在下文进一步解释。每个子模块（10）各自附接至相关联的旋转场式机器的相应的定子绕组（41-43）。

定子绕组（41-43）的分配和分布在下文中解释，因为其并不对应于旋转场式机器中常见的星形电路或三角形电路。

图2通过实施例的方式示出了常规旋转场式机器的定子绕组（41-43）以进一步说明，定子绕组（41-43）以已知方式连接在星形电路中。产生彼此相移的三个电压的功率转换器（通常是常规电压源转换器）联接至外部电动机端子（U、V、W）。在根据本发明的电路布置中，定子绕组是分立的，且单独供应有对应的相移电压。为了实现本发明的优点，这是必须的。定子绕组的这种分立布置对于驱动系统的运行是等效的并在原理上是已知的。定子绕组的电路分立在实际应用中是有缺陷的，然而这在本发明的先决条件下具有非常小的相关性：

-如果提供的功率转换器产生具有可被3整除的谐波阶数的干涉电压谐波，则谐波对机器的影响不再彼此抵消。然而，对于具有多级电压和高的可实现脉冲频率的一般的低谐波(oberschwingungsarmer)供应，目前该问题是不相关的。

-在机器和功率转换器之间的电连接数目增加。在功率转换器和电动机器可整体构造时该问题可忽略。本发明的一个目的是使这可行（见前述项7）。

图3示出了根据本发明的类似于图1的电路布置，但是具有更多数目的子模块（10），例如，本文使用n=6的子模块（10）。基于本发明，基本上可使用任意数目（大于2个）的子模块（10）。已经利用涉及的原理的旋转场式机器具有定子绕组成为部分绕组的给定构造分布，尤其有利地适合于根据本发明的具有较大数目子模块的电路布置。这种电动机器是，例如，具有在定子中的单齿绕组的永磁体机器或横向磁通机器（Transversalflussmaschinen）。具有较大数目（n）子模块的布置尤其提供了在子模块故障或缺陷（冗余事件）时更好的性能的优点。

根据本发明的电路布置可遵循下列有利条件，以减小的最大功率继续运行：

-受影响的子模块的直流电压侧的端电压（U_x）是近似地U_x=0。

-受影响的子模块的交流电流侧的端电压（U_w）是近似地U_w=0。

这些条件对应于受影响的子模块（10）的所有极点处的内部短路。这确保子模块不获得显著功率，且不会过热或不会在弧光效应下燃烧。通过对应控制子模块调整该状态，如下文在根据表1的开关状态中解释的。然而，更重要的是如果仅半导体芯片的接触点没有燃烧或者打开，且它们可继续承载工作电流，则该状态在控制错误或功率电子开关（（1）到（6））缺陷时自动调整。

在根据本发明的电路布置中对于此的要求是非常有利地，因为常规电压源转换器的大的直流电压电容器的高放电能量（破坏接触点）和随后的直流电压源（30）的大的短路电流不会发生。这些优点来自于如下事实，根据本发明，子模块（10）的内部存储电容器（9）的尺寸可以显著更小，且直流电压源（30）不会短路。有缺陷的子模块（10）的缺乏的直流电压部分（例如U_x1）可以通过仍可控的完整的子模块（10）的对应的较高激励（ausgesteuerte）部分（例如U_x2到U_x6）来补偿。

如从具有固有冗余的其他技术系统中可知，为此目的，将提供较小设计标准的基准尺寸。换句话说，在该情形中，（n-1）个子模块的最大可允许电压必须高于直流电压源的最大电压。由于在运行期间获得的有缺陷的子模块的偏离参数，因此可总是通过常规方法检测到该有缺陷的子模块。连接的旋转场式机器的尺寸可被设计为使得半导体芯片的接触点，或者定子绕组本身不会被产生的故障电流所损坏。

其他额外的措施，例如额外的短路开关或断路器也是可行的并已知的。然而，如解释的，根据本发明的电路布置提供了相比较而言非常有利的边界条件，以能够实现冗余的持续运行，而不需要任何额外措施。然而，任何普遍有效的主张是不可行的，因为半导体接触点的电流承载能力被认为对于单个情形是定量的。

为进一步解释图3，图4通过示例方式示出了可能的与图3关联的三相旋转场式机器的定子绕组（41-46）的布置。对于根据本发明的电路布置，旋转场式机器的相位数量是可自由选择的，因为从纯粹控制技术的角度每个子模块（10）可以任何相位被控制。因此，例如图3中的六个定子绕组（41-46）属于六相机器也是可行的。

图5示出了根据本发明的一个子模块（10）的有利的内部电路。该电路包括六个可控电子开关（（1）到（6））和单极存储电容器（9）。可控电子开关（（1）到（6））示为场效应晶体管（T1到T6），这对应于优选实施方案。也可使用其他半导体开关，只要它们是反向导通类型。相关联的可控开关状态在表1和表2中提供，以进一步解释运行模式。表1中提及的开关状态通常至少被要求能够使用和控制根据本发明的子模块（10）。

此外，还存在其中所有六个电子开关（（1）到（6））被切断的一个状态（作为一个特殊情况）。这仅在中断或停止驱动时会引起注意，并借助图7和图8在上下文中讨论。

原则上当扩展或修改子模块的内部电路时其他开关状态是可行的，但不是必须的。

下文更详细地解释表1。该表1将子模块（10）的操作可控开关状态与外部端子尺寸相关联。无论子模块所选择的内部电路是什么，根据本发明的基本功能都适用。当指定单极存储电容器（9）的直流电压时，对于直流电压侧的端电压（U_x）是：

U_x=K₁·U_c

对于交流电压侧的端电压（U_w）是：

U_w=K₂·U_c

因子K₁和K₂是控制变量，可通过子模块的可控电子开关的开关状态的确定组合来预定K₁和K₂。当已经知道或当测量直流电压侧的端电流（i_B）和交流电压侧的端电流（_iw）时，产生的内部存储电容器（9）的电流（i_c）可被直接得出：

i_c=K₁·i_B-K₂·i_w

所有三个等式对于电压和电流的瞬时值以及对于（算术）平均值都是有效的。此外，三个等式对于任何极性和两个能量方向都是有效的。交流电压侧的预期基频和相位参数的产生是以已知方式执行，优选地通过高的预定时钟频率和脉宽调制。在交流电压侧，可调整（多级）离散电压值U_w=+U_c，U_w=0和U_w=-U_c。通过低压半导体实现的非常高的时钟频率使得能够实现旋转场式机器的非常好的低谐波供应和高的动态响应（Regeldynamik）。在脉宽调制的每个时钟周期中，可进一步通过脉宽调制来调节直流电压侧的平均端电压，以使得该平均端电压与交流电流侧端子处的瞬时功率较好逼近地成比例。以此方式，存储电容器（9）的能量需求（每个时钟周期）理论上变为零。这在实际中是可实现的，需要的能量至少被最小化为如下程度，即存储电容器必须仅补偿几个时钟周期上能量的小差别。根据该方法，子模块的端电压（U_x）的脉动（根据交流电压侧的功率曲线）以基频的两倍产生。根据本发明，首先通过向其他子模块的端电压加入不同相位补偿，以使得产生的电池侧的直流电压仅包含时钟频率作为干扰频率。通过时钟周期的相移进一步以已知的方式增大时钟频率。

连接的旋转场式机器（双向功率流）的电动机和发电机的运行根据本发明是可行的，没有限制。在技术实施方式中，当然仅直流电压源（30）电压的一个极性和存储电容器（9）的电压（U_c）的一个极性被预定。在发电机运行期间，直流电压源（30）的电池电流（i_B）随之因此具有负极性（i_B<0）。

表2是表1的补充，示出了当使用根据本发明的图5、6、7或8的子模块的内部电路的具体实施方案时，根据表1的开关状态对可控电子开关（T1(1)、T2(2)、T3(3)、T4(4)、T5(5)、T6(6)）的开关状态的分配。根据本发明的这些实施方案具有关于半导体耗费、半导体功率损耗和连接技术方面的技术实现的优点，如下文讨论的。

图6示出了根据本发明的子模块，其中与图5相反，可控电子开关（T3(3)、T4(4)）各自以逆功率连接被插入。这不会改变功能（根据表1和表2）。当使用场效应晶体管作为电子开关时，这意味着在图6中，直流电流侧的端子（X1）由晶体管（T3、T4）的两个漏极形成。这对于实现子模块的高度集成或单片集成是有利的，因为可从外部进入的连接由此位于半导体芯片的大表面后侧上，例如不需要通过板上线连接这对于其他外部连接（X2对应于T2、T6的漏极，A1对应于T5的漏极，A2对应于T1的漏极）也是适用的（图6）。

根据本发明的设备的另一优点是与供应的直流电压相比的非常低的半导体电压。这在半导体物理和技术优势方面具有若干优点：

-对于单片集成连同相关联的控制电子的低电压技术的非常好的条件；

-在湿和脏环境下对绝缘故障的更好的安全防护；

-由于低的开关损失而可实现非常高的时钟频率；

-可允许的高的半导体温度。

后一项通常对于半导体物理是公知的：对于给定的半导体材料，可实现的技术感知使用极限温度是明显高于低电压技术。尤其是当使用场效应晶体管时，低电压设计形成的另一优点是能够减少功率损耗。通过容易获得的正向电压（Durchlassspannung）（对于硅小于0.4V），反向二极管（Inversdioden）的寄生片上pn结对于任何半导体电流方向能够总是保持阻断，因此避免了反向二极管的开关损失。这是通过接通场效应晶体管的通道，作为一个启动栅极的副效果以已知方式来完成的。额外的反并联二极管（通常是肖特基二极管）因此是非必要的，且场效应晶体管的半导体表面在负电流方向中也被有效利用。由于较高的正向电压，因此这些有利效果在技术上对于使用具有高反向电压的部件不再有利。

图7示出了根据图6的子模块的一个实施方案，带有一个额外的保护元件。该实施方案中主要是一个保护二极管（20）和可选的一个阻尼电阻器（21），然而阻尼电阻器（21）不是必须存在的。在正常运行期间不需要这些部件。在直流电流侧的电流（电池电流（i_B））在运行期间突然被断开时该保护元件是有用的，且通过断开所有晶体管尽可能快速地锁定驱动。在这种情形中，通过保护二极管限制半导体电压，以使得半导体电压不会超过在正常运行期间产生的值。

图8示出了根据图6的子模块的一个实施方案，带有一个额外的保护元件。运行模式和解释对应于图7中的那些。仅该保护二极管也分别按照在适配的运行方向，这是由于（T3、T4）的安装的反方向。

表1

Nr.	K₁	K₂	U_x	U_w	i_C
						0	0	0	0	0	0
1	0	1	0	+U_C	0-i_W
						2	1	1	+U_C	+U_C	(+i_B-i_W)
3	1	0	+U_C	0	+i_B+0
						4	1	-1	+U_C	-U_C	(+i_B+i_W)
5	0	-1	0	-U_C	0+i_W

表2

Nr.	V.	K₁	K₂	T1	T2	T3	T4	T5	T6
										0	.0	0	0	0	1	0	1	0	1
0	.1	0	0	0	1	1	0	0	1
										0	.2	0	0	0	1	1	1	0	1
1	.0	0	1	0	1	0	1	1	0
										2	.0	1	1	0	1	1	0	1	0
3	.0	1	0	1	0	1	0	1	0
										3	.1	1	0	1	0	0	1	1	0
3	.2	1	0	1	0	1	1	1	0
										4	.0	1	-1	1	0	0	1	0	1
5	.0	0	-1	1	0	1	0	0	1

Claims

1.一种用于通过功率转换器电路从直流电压源(30)的直流电压到三相电压系统的变频三相电压的双向转换的设备，所述功率转换器电路包括多个设计相同的子模块(10)，每个子模块(10)定时有一个时钟频率，每个子模块(10)各自具有在直流电流侧的两个端子(X1、X2)和交流电流侧的两个端子(A1、A2)，

其中所述子模块通过其直流电流侧的端子串联连接，以使得第一子模块的第一端子和最后一个子模块的第二端子连接至所述直流电压源；

其中所有子模块中任一个或一部分的交流电流侧的所述端子各自形成所述三相电压系统的至少两个相位角偏置相位中的一个，以及

其中所述子模块被进一步设计为使得每个子模块的直流电流侧的所述端子处的所述电压在几个时钟周期上的平均时间曲线被这样控制，以使得其与输送至所述交流电流侧的所述端子的功率或所述交流电流侧上的所述端子接收的功率成比例，以使得每个子模块的存储电容器(9)必须仅补偿所述时钟频率的单个时钟周期之间要求的相对低的能量，且所有子模块的直流电流侧的所述端子的所述电压总计达到所述直流电压源(30)的电压值。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述功率转换器电路被特定设计为供应旋转场式机器。

3.根据权利要求2所述的设备，其中所述旋转场式机器的每个单独绕组被分割成一组单独的部分绕组，以使得具有相同相位的每一组子模块供应相应的一组部分绕组。

4.根据权利要求1-3任一项所述的设备，其中具有低反向电压的半导体被用在所述子模块中。

5.根据权利要求1-3任一项所述的设备，其中场效应晶体管被用在所述子模块中。

6.根据权利要求1-3任一项所述的设备，其中所述子模块以相移方式被定时，以使得对所述直流电压源的合成干扰频率产生自所述时钟频率乘以所述子模块的数目。

7.根据权利要求1-3任一项所述的设备，其中每个子模块包括六个开关晶体管T1、T2、T3、T4、T5和T6(1、2、3、4、5和6)以及所述存储电容器(9)，

其中每个开关晶体管包括两个功率连接和一个控制连接；

其中所述直流电流侧的所述端子(X1、X2)通过由四个晶体管T2、T3、T4和T6(2、3、4和6)组成的桥电路连接至所述交流电流侧的所述端子(A1、A2)，以使得T2(2)和T6(6)的相应的第一功率连接被连接至所述直流电流侧的第二端子，T4(4)和T3(3)的相应的第二功率连接被连接至所述直流电流侧的第一端子，T2(2)的第二功率连接被连接至T4(4)的第一功率连接和所述交流电流侧的第二端子，且T6(6)的第二功率连接被连接至T3(3)的第一功率连接和所述交流电流侧的第一端子；以及

其中所述存储电容器的第一连接被连接至所述直流电流侧的端子，所述存储电容器的第二连接被连接至所述两个晶体管T1(1)和T5(5)的相应的第二连接，所述晶体管T1(1)和T5(5)的相应的第一连接被各自连接至所述交流电流侧的所述端子中的一个。

8.一种用于控制包括各自以一个时钟频率定时的多个设计相同的子模块的功率转换器电路的方法，用于从直流电压源的直流电压到三相电压系统的变频三相电压的双向转换，其中各自包括在直流电流侧的两个端子(X1、X2)和交流电流侧的两个端子(A1、A2)的所述子模块被控制时钟和脉冲宽度，以使得所有子模块中任一个或一部分的交流电流侧的所述端子各自形成所述三相电压系统的至少两个相位角偏置相位中的一个；

所述直流电流侧的所述端子处的所述电压在几个时钟周期上的平均时间曲线与输送至所述交流电流侧的所述端子的功率或所述交流电流侧的所述端子接收的功率成比例，以使得每个子模块的存储电容器(9)必须仅补偿单个时钟周期之间要求的相对低的能量；以及

所有子模块的直流电流侧的所述端子的电压总计达到所述直流电压源的电压值。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述功率转换器电路的控制被用于控制旋转场式机器的转速和转矩。

10.根据权利要求8或9所述的方法，其中所述子模块的时钟以相移方式被控制，以使得对所述直流电压源的合成干扰频率产生自所述时钟频率乘以所述子模块的数目。