CN102830376A - 用于转换和传输磁共振接收信号的装置 - Google Patents

Abstract

一种用于将磁共振接收线圈（2）的模拟接收信号转换到数字接收信号和用于将接收信号传输到分析装置（4）的装置（1），其中，-将接收信号在局部线圈（2）内部通过具有第一采样频率的模数转换器（9）数字化，-将数字化的接收信号在接收线圈（2）内部通过抽取滤波器（11）抽取到第二采样频率并且经过传输路径（10）传输到分析装置（4），-抽取滤波器（11）的滤波器部分（12）具有如下的频率响应（24,26），该频率响应在与数字化的接收信号的有用信号对应的导通范围中具有大于1dB的纹波（25），并且-在传输路径（10）之后设置均衡滤波器，其频率响应至少在与有用信号相应的导通范围中相应于抽取滤波器（11）的滤波器部分（12）的逆反频率响应。

Description

用于转换和传输磁共振接收信号的装置

技术领域

本发明涉及一种用于将磁共振接收线圈的模拟接收信号转换到数字接收信号和用于将该接收信号传输到分析装置的装置，其中，该接收信号在局部线圈内部通过具有第一采样频率的模数转换器被数字化。此外，本发明还涉及一种磁共振装置。

背景技术

在磁共振装置中，作为接收线圈还使用局部线圈，所述局部线圈具有如下优点：靠近拍摄区域固定，例如在患者上和/或紧密靠近患者固定。然而，对于这样的局部线圈必要的是，将接收信号传输到磁共振装置的分析装置，然后在那里将接收信号数字地进一步处理（digital signal processing，数字信号处理-DSP）。在接收线圈的模拟接收信号处于磁共振频率本身并且未受干扰地通过磁共振装置的磁场和磁共振装置的组件又不受干扰地传输之后，首先建议，使用具有外罩波陷波器（Mantelwellensperren）的同轴电缆，用于将接收信号传输到分析装置，然后在那里将接收信号数字化并且进一步处理。

作为改进，通过WO2006/048816A1建议，模拟接收信号到数字接收信号的转换直接在接收线圈处就进行。为此，使用如下的模数转换器：其在空间上布置在接收线圈的接收区域内部。以这种方式赢得了空间并且节省了昂贵的同轴电缆。可以在数字的层面中选择高效的（aktive）接收元件，从而有利地可以取消模拟的转换电子器件。由此也简化了局部线圈的处理。

在这种类型的转换和传输装置的相应构造中产生的问题是，从接收线圈到（分析装置的）数字接收器的数字信号传输。总共所需的数据传输率与信号带宽、信道数和信号动态范围的对数的乘积成比例。该特征受到所使用的传输技术的可用数据传输率的限制。

磁共振信号的频率带宽通过最大梯度强度和对象大小给出。其可以达到大约1MHz的数量级。理论上在此使用2MS/s的采样率是足够的，但是为了减轻对为避免噪声混淆所需的前置滤波器的要求，目前在模数转换器处通常采用例如10MS/s的采样率。

为了实现尽可能好的信噪比（SNR）和尽可能大的测量速度，通常由接收线圈的多个单接收天线的阵列同时接收和处理磁共振信号。在此，例如可以并行处理128个活动的信道。

在信号链的输入端上，也就是在接收线圈处，待处理的信号动态范围从要拍摄的对象（例如患者）的热本底噪声（Rauschflur）（-174dBm/Hz）在其基本场强为3特斯拉的磁共振装置中延伸直到大约-20dBm的最大电平。为了使得背景噪声的数字传输的舍入误差不值一提地提高，例如在10MS/s的采样率的情况下需要大约18比特的字宽。

在此，例如得到18×128×10Mbit/s=23Gbit/s的总数据传输率。对于在接收线圈和分析装置之间的无线（无线电）数据传输的实现，这一点代表了迄今为止未克服的障碍。

由此寻求用于降低传输率的途径。如上所示，理论上2MS/s的采样率足以能够无损耗地显示1MHz宽的磁共振信号，即有用信号。为了实现这一点，在本发明人的在后公开的德国专利申请DE 10 2011 006578.4中提出了，将数字化的接收信号首先抽取为尽可能小的数据传输率。这在通过模数转换器转换到数字的接收信号之后才发生，由于模数转换器的对数地显示的有用动态范围与采样率成比例。因此例如在5MS/s的采样率的情况下可用的动态范围比在10MS/s情况下小三分贝。此外，假定在模数转换器（ADC）的采样率强烈降低的情况下，例如5MS/s的减半的采样率，对模拟滤波器的要求只能极端麻烦地满足或根本不能满足，例如当接收信号的向下混频的有用信号的中频位于1.8+/-0.5MHz情况下时。于是，然后通常要求为-40dB的所谓的滚降（Roll-Off）（在通带和阻带之间的频率响应中的步幅）必须达到在2.3MHz和2.7MHz之间，在那里出现第一假频带（Aliasband）。该要求几乎不能满足，从而提出将数字化的接收信号通过抽取滤波器抽取为更低采样率。但是在此对于数字化的抽取滤波器的滤波器部分也存在如上所述的要求，特别是例如在位于2.3MHz-2.7MHz的滚降，该抽取滤波器通常首先包括滤波器部分，以抑制假频带和噪声混淆，然后才进行向下采样。这些要求随着抽取程度上升而强烈上升。由此需要越来越麻烦的滤波器，所述滤波器具有增加数量的加法、减法（按照级联集成的梳齿滤波器（CIC滤波器））和乘法（按照FIR滤波器的一般形式，也就是具有有限脉冲应答的滤波器）。在考虑可用的FGPA资源和首先是能量消耗的情况下在此快速达到可实现性的限制。此外，鉴于干扰信号的发射，在接收线圈的磁共振接收天线附近要努力进行尽可能小数量的数字运算。

发明内容

因此，本发明要解决的技术问题是，提出一种转换和传输装置，其降低待经过传输路径传输的数据传输率，而对接收线圈侧的抽取滤波器不提出强烈要求。

为了解决上述技术问题，在本文开头提到种类的装置中按照本发明建议，

-将数字化的接收信号在接收线圈内部通过抽取滤波器抽取到第二采样频率并且经过传输路径传输到分析装置，

-抽取滤波器的滤波器部分具有如下的频率响应，该频率响应在与数字化的接收信号的有用信号对应的导通范围中具有大于1dB的纹波，并且

-在传输路径之后设置均衡滤波器，其频率响应至少在与有用信号相应的导通范围中相应于抽取滤波器（11）的滤波器部分的逆反（inverse）频率响应。

本发明的基本思路是，通过使用在接收线圈中的抽取滤波器和分析装置中的也就是最后在DSP块中的均衡滤波器，最后将抽取滤波器功能划分。在此，有意地允许抽取滤波器的强烈频率响应，以降低对抽取滤波器的滤波器部分的要求。然后在均衡滤波器中事后补偿频率响应。由此可以强烈降低对在接收线圈（所述接收线圈优选是局部线圈）中的抽取滤波器的滤波器部分的要求。也就是节省FGPA资源和其他资源，在接收线圈侧的能量消耗以及干扰发射都降低，而不损失信号质量。本发明的一部分也是如下思路，即，附加积累的能量消耗对于分析装置中，也就是在传输路径的接收侧的均衡滤波器不再起作用并且此外可以采用要求更大的结构空间的、功率强的FGPA，因为仅存在小的位置限制。

一个用于在滤波器的实现中确定开销的重要调节参数，是在通带的范围中的频率响应中的所谓的纹波（ripple）。为了信号不强烈失真的通常要求，在通带（Passband）中信号衰减的偏差允许最大直到一个分贝（也就是+-0.5dB）。因为如上所述，在期望的用于传输的目标采样率下，阻带（Stopp-Band）应当紧跟有用信号，所以如果应在同时实现在通带中低的纹波和至阻带的例如至少-40dB的一定的滚降（Roll-Off），则产生极大要求。按照本发明此时建议，对于通带中的衰减允许提高的纹波（ripple），该纹波然后可以利用在传输路径后的均衡滤波器来校正，即，可以没有困难地作出大的努力。例如，至少在有用信号的范围中，可能地也在整个通带上可以允许提高的纹波，即，允许大于一个分贝，优选大于5dB、特别是12dB的纹波。通过通带容差范围的该扩展，明显降低了在滤波器实现中所需的开销。可以缓和特别是从平的通带到陡的过渡区域的突然过渡。

优选在本发明的范围内，为了获得在通带和阻带之间预定的最小滤波器衰减差，特别是-40dB的差，相应于纹波的提高来提高在阻带中的衰减。也就是如果要保持对过渡区域的要求，例如-40dB滚降，需要相应扩展信号动态范围。在此具有优势地，抽取的接收信号的字宽相应于频率响应的动态范围的提高，与数字化接收信号的字宽相比被提高，特别是在12dB纹波情况下提高2比特。为了能够在抽取滤波器的抽取步幅中无动态范围损耗地处理接收信号，可以相应于允许的频率响应放大分辨率。在此特别有利的是，允许12dB的通带中的纹波，因为这相应于数据字的2比特精确扩展。

也就是，如果再次考察在引言中引入的例子，其中模数转换器中的采样率为10MS/s并且字宽为18比特，则保持在一个单信道上的、在传输路径上所需的数据传输率通过抽取因此可以从180Mbit/s降低到(18bit+2bit)×5MS/s=100Mbit/s，而不对抽取滤波器的滤波器部分提出极大要求。

在一种具体的构造中，例如可以使用具有16dB的纹波的20阶FIR-等纹波滤波器作为抽取滤波器，其中通带在2.3MHz处结束并且阻带在2.7MHz处开始。还可以考虑，特别是当使用提高的允许纹波时，以便在通带和阻带之间的过渡范围的部分集成到通带中，因此实现不太尖锐的过渡，例如使用具有0.5dB额定纹波的22阶FIR等纹波滤波器，其额定通带在1.8MHz处结束并且其阻带在2.7MHz处开始。此时如果为了该目的，将通带的结束定义为2.3MHz，则在此已经达到了-12dB的衰减（例如相应于最大允许的纹波），但是该偏差可以在后面通过均衡滤波器又得到校正。总体上可以确定，滤波阶数大约减半，由此按照本发明在FGPA中所需的资源的数量也减半。

如上所述，通常的是，接收信号在数字化之前被带入中频。为此，为模数转换器这样设置用于将模拟接收信号与局部振荡器频率混频的混频器，使得有用信号位于中频上。例如，如果从具有3特斯拉的基本场强的磁共振装置出发，则磁共振接收信号位于123.2MHz频率处。通过与125MHz局部振荡器频率信号的混频，接收信号可以被转换到1.8MHz+/-500kHz的中频。在此可以设置，在混频器之前连接镜滤波器和/或在混频器之后连接假频滤波器。镜滤波器在此用于如下目的：从一开始就避免不期望的混频产物。随后的模拟假频滤波器防止，来自假频带的噪声可能与采样混淆。在3特斯拉磁共振装置的所述例子中，最近的假频带例如位于8.2MHz+/-500kHz，从而假频滤波器的阻带可以在7.7MHz处开始。

传输路径可以具有无线电路径和/或光波导和/或传输线路。显然，无线的、有线连接的和光学传输路径都是可以考虑的。通过可实现的低的数据传输率在本发明的范围内在此存在传输路径构造方面的更大的灵活性。

此外还可以设置，在传输路径之前连接串行化器和在传输路径之后连接解串行器。即，信号串行地传输，然后又被并行化。

除了转换和传输装置之外，本发明还涉及一种具有这样的按照本发明的装置的磁共振装置。关于按照本发明的装置的所有解释可以类似地移植到按照本发明的磁共振装置，从而在此可以实现所提到的优点。

特别地可以设置，接收线圈是局部线圈。这一点关于装置已经解释了。正是在局部线圈情况下通常存在如下问题：其既应当是移动的也应当将数据传输和必要时将能量到局部线圈。在此，本发明对所规划的完全无线的局部线圈作出贡献，其中特别地还可以无线地传输能量。通过对于传输路径所需数据传输率的降低，其还可以至少部分地作为无线电路径实现。

附图说明

本发明的其他优点和细节从以下描述的实施例以及结合附图中得到。附图中，

图1示出了按照本发明的装置，

图2示出了在抽取的情况下有用信号带和假频带的位置，

图3示出了对按照现有技术的抽取滤波器的频率响应的要求，

图4示出了按照本发明的装置的抽取滤波器的示例性频率响应，

图5示出可能的频率响应的比较，并且，

图6示出了按照本发明的磁共振装置。

具体实施方式

图1示出本发明的装置1，用于将此处构造为局部线圈3的磁共振接收线圈2的模拟接收信号转换到数字的接收信号并且用于将接收信号传输到分析装置4。在此，接收线圈2具有至少一个、特别是多个接收天线5，例如导体回路。然后，将模拟的接收信号通过按照本发明的装置1转换并且传输到分析装置4。为此将模拟的接收信号首先传输到连接在混频器7之前的镜滤波器（Spiegel-filter）6，以便避免不期望的混频产物的干扰，例如来自噪声的干扰。镜滤波器6在此被构造为带通滤波器。

在本实施例中考察其基本磁场强度为3特斯拉的磁共振装置。这意味着，有用信号、即实际的磁共振信号位于123.2MHz+/-500kHz。在混频器7中使用局部振荡器频率LO（此处为125MHz），以便将模拟接收信号的有用信号带入中频，此处是1.8MHz+/-500kHz。这样带入到中频的模拟接收信号然后被传输到假频滤波器（Aliasfilter）8，后者在此是低通滤波器，其对于可能的混淆，在对接收信号的随后的数字化中将前面的分量，因此位于假频带中的分量剪切。在随后的模数转换器9（ADC）中以10MS/s进行采样之后，在本实施例中假频滤波器的阻带在5MHz处开始。

通过模数转换器9，将具有10MS/s的采样频率的模拟的接收信号转换到18比特字宽的数字化的接收信号。为了降低对于传输路径10的数据传输率，此时应当对数字化的接收信号进行抽取。为此设置了抽取滤波器11，其如公知的那样具有滤波器部分12和抽取级13。目标是将采样频率降低到5MS/s。

为了进一步解释本发明，几个预先考察是合适的。因此，图2中在在1.8+/-0.5MHz下的有效信号范围14旁示出了在3.2MHz+/-0.5MHz下的最靠近的假频带15。也就是，仅在2.3MHz和2.7MHz之间的范围提供给在抽取滤波器11的滤波器部分12的通带和阻带之间的过渡范围，从而，为了避免信息损失，在不考虑本发明的情况下必须要求在图3中示出的频率响应16。为了避免信号失真，要求在直到2.3MHz的通带17内部，至少在有效信号范围内，仅应当给出频率响应16的非常小的纹波，通常最大1dB的纹波，此处+/-0.5dB，通过边界18和19表示。对所谓的滚降产生另一个要求，也就是在通带17和在2.7MHz下开始的阻带21之间的最小滤波器衰减差20。通常该最小滤波器衰减差位于-40dB。目前也就是在阻带21中的衰减位于至少-41dB，如通过位于边界19以下40dB处的边界22表示的那样。在过渡区域23中必须克服该差，但同时必须保持小的允许的纹波。这对抽取滤波器11的滤波器部分12提出极大的要求。

因此，本发明建议另一个频率响应，该频率响应对抽取滤波器11提出更小的要求，方法是，允许在通带中，特别是在有效信号范围中的更大纹波，例如12dB的纹波。

图4示出了在按照本发明的装置1中设置的抽取滤波器11的示例性频率响应24。可以看出，通过此时边界19位于-12dB，边界18、19被放宽。由此如果要保持对最小滤波器衰减差20的要求，则得出此时位于-52dB的边界22。

显然，使用在通带中此时允许的更大的纹波25，以便实现到阻带21的不太尖锐的过渡。也就是尽管衰减在有用信号范围中（也就是低于2.3MHz）仍然较高，但是这还不适用于实际的过渡区域23。目前使用允许的提高的纹波25，从而精确地在2.3MHz处实现-12dB的衰减（以及因此的下边界19）。从平的通带17到陡的过渡区域23的突然过渡通过从1dB到12dB的容差范围的扩展变得缓和。尽管保持了对过渡区域23（最小滤波器衰减差20）的要求，但是在实际实现抽取滤波器11时得到资源和功率需求的明显节省。例如利用强烈的频率过渡24，抽取滤波器11可以通过22阶FIR等纹波滤波器来实现，其额定纹波为0.5dB，其额定通带在1.8MHz处结束并且其额定阻带在2.7MHz处以-55dB的衰减开始。对于作为抽取滤波器11的使用，通带17被扩展到2.3MHz，从而得到12dB的结果的纹波（Ripple）25。

当然还可以考虑，另外地使用扩展的容差范围，也就是提高的允许纹波，例如通过总体上在通带17中呈现更大的纹波。图5作为另一个例子示出了频率响应24和频率响应16包括在阻带21中出现的纹波与另一个按照本发明的可能的频率响应26相比，其通过在通带17中的正弦形历程表示。

利用本发明的基本思路，通过允许的提高的纹波25形成的偏差又通过连接在传输路径10之后的均衡滤波器27得到校正。均衡滤波器27至少在有用信号范围中具有抽取滤波器11的滤波器部分12的频率响应的逆反。因为均衡滤波器27在分析装置4内部，由此远离接收线圈2布置，所以在此毫无问题地，还可以使用对结构空间和功率需求更大的组件，特别是FPGA。总之，将抽取滤波器功能划分为抽取滤波器11和校正的均衡滤波器27，这使得可以降低在接收线圈2侧的要求和组件和功率需求，并且，尽管如此由于均衡滤波器27而不必损失信号质量。

但是，如例如从图4可以清楚看出的是，抽取的信号的动态范围类似于容差范围的通过提高允许的纹波25的扩展而提高。在按照图4的例子中，动态范围提高12dB，从而能够完全映射动态范围，其将字宽提高到20比特，如通过图1所示。

在抽取之后，抽取后的接收信号被传输到串行化器28，以便然后作为串行的数据流借助发送器29经过传输路径10传输到分析装置4的接收器30。在那里将信号借助解串行器31又进行并行化并且通过均衡滤波器27，此后，参见箭头32，如通常那样可以进一步后处理，特别是通过其他DSP组件单元。

传输路径10在此可以具有无线电路径，光波导和/或传输线。在此，数据传输率相对于没有抽取的构造明显降低，目前每个信道从180M比特/s（在18比特字宽情况下10MS/s的采样率）到100Mbit/s（在20比特字宽情况下5MS/s的采样率）。

图6最后示出了按照本发明的磁共振装置33的原理草图，其包括按照本发明的装置1，该装置特别是部分地在局部线圈3中实现。

尽管详细地通过优选实施例示出并描述了本发明，但是本发明不受所公开的例子的限制并且专业人员可以从中导出其他变形，而不脱离本发明的保护范围。

附图标记列表

1 装置

2 接收线圈

3 局部线圈

4 分析装置

5 接收天线

6 镜滤波器

7 混频器

8 假频滤波器

9 模数转换器

10 传输路径

11 抽取滤波器

12 滤波器部分

13 抽取级

14 有用信号范围

15 假频带

16 频率响应

17 通带

18 边界

19 边界

20 滤波器衰减差

21 阻带

22 边界

23 过渡范围

24 频率响应

25 纹波

26 频率响应

27 均衡滤波器

28 串行化器

29 发送器

30 接收器

31 解串行器

32 箭头

Claims (10)

1.一种用于将磁共振接收线圈（2）的模拟接收信号转换到数字接收信号和用于将接收信号传输到分析装置（4）的装置（1），其中，

-将接收信号在局部线圈（2）内部通过具有第一采样频率的模数转换器（9）数字化，

-将数字化的接收信号在接收线圈（2）内部通过抽取滤波器（11）抽取到第二采样频率并且经过传输路径（10）传输到分析装置（4），

-所述抽取滤波器（11）的滤波器部分（12）具有如下的频率响应（24,26），该频率响应在与数字化的接收信号的有用信号对应的导通范围中具有大于1dB的纹波（25），并且

-在所述传输路径（10）之后设置了均衡滤波器，该均衡滤波器的频率响应至少在与有用信号相应的导通范围中相应于所述抽取滤波器（11）的滤波器部分（12）的逆反频率响应。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，在与数字化的接收信号的有用信号对应的导通范围中的纹波（25）大于5dB、特别是为12dB。

3.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，为了获得在通带（17）和阻带（21）之间预定的最小滤波器衰减差（20）、特别是40dB的差，相应于纹波（25）的提高来提高在阻带（21）中的衰减。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所抽取的接收信号的字宽相应于频率响应（24,26）的动态范围的提高，与数字化接收信号的字宽相比被提高，特别是在12dB纹波（25）情况下提高2比特。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的装置，其特征在于，在所述模数转换器（9）之前这样设置用于将模拟接收信号与局部振荡器频率（LO）混频的混频器（7），使得有用信号位于中频上。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，在所述混频器（7）之前连接镜滤波器（6）和/或在所述混频器（7）之后连接假频滤波器（8）。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的装置，其特征在于，所述传输路径（10）具有无线电路径和/或光波导和/或传输线路。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的装置，其特征在于，在所述传输路径（10）之前连接串行化器（28）和在所述传输路径（10）之后连接解串行器（31）。

9.一种磁共振装置（33），其具有按照前述权利要求中任一项所述的装置（1）。

10.根据权利要求9所述的磁共振装置，其特征在于，所述接收线圈（2）是局部线圈（3）。

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