CN102820797A - 一种采用多绕组变压器及多h桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法 - Google Patents

一种采用多绕组变压器及多h桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法 Download PDF

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CN102820797A
CN102820797A CN2012102372211A CN201210237221A CN102820797A CN 102820797 A CN102820797 A CN 102820797A CN 2012102372211 A CN2012102372211 A CN 2012102372211A CN 201210237221 A CN201210237221 A CN 201210237221A CN 102820797 A CN102820797 A CN 102820797A
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路茂增
马西庚
张昊
赵健
徐峻涛
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Abstract

本发明涉及一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器系统及其电压输出的方法，1）设置具有三个相同的直流电压源的H桥逆变器，将其并于电压等级为
Figure DEST_PATH_RE-DEST_PATH_IMAGE002
的直流母线上，则变压器副边总的输出电压值满足方程
Figure DEST_PATH_RE-DEST_PATH_IMAGE004
/3；2）在逆变器系统中的并网控制器中预设置一个与电网同步的理想正弦波；3）将理想正弦波与信号进行调制，根据信号中的阶梯状况，将调制后的功率开关的开关状态分别驱动相应H桥的对应开关，使变压器副边总输出电压波形经滤波环节后接近理想正弦波。本发明在保证输出电压性能的条件下，可大大减小开关损耗，提高能量的转化效率。

Description

一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法
技术领域
本发明涉及一种新型逆变器装置及其电压输出方法，尤其是一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出方法。
背景技术
目前，如图1所示，逆变器系统包括直流电源1、DC（direct current，直流电）-AC（alternating current，交流电）变换用的H桥逆变器2、滤波器3、并网控制器4、采样电路5及变压器6。一般对于单相逆变系统，采用一个H桥逆变器，其包括功率开关Sa1、Sa2、Sa3及Sa4。其工作过程为：采样电路对电网电压进行采样，并在并网控制器中生成一个与电网电压同步的正弦波，将该上角波与高频三角波进行调制，得到H桥逆变器四路开关的开关状态，使H桥逆变器的原边输出正直流母线电压、负直流母线电压及零电压三种状态，使变压器副边电压经滤波后输出一个与并网电压幅值相同、相位相同正弦波电压。由于采用高频调制技术，经滤波后的电网电压谐波含量很小，可较好的满足国标对电压畸变率的要求；但由于开关频率较高，开关损耗大，能量转换的效率降低。
在大容量场合，为减小谐波及开关损耗，有人提出混合型H桥级联型逆变器，其结构如图2所示。清华大学2011年3月17日申请，2011年9月28日公开的，公开号为CN102201676 的中国发明专利，一种控制混合型H桥级联逆变器的电压输出方法介绍了一种适用于三个直流母线电压等级的H桥逆变器级联的逆变器的并网控制器根据调制波的幅值通过电压阶梯调制法或载波脉宽调制法对三个H桥的相应开关进行控制，使H桥逆变器的总输出波形接近理想的正弦波形；通过其控制方法，可使逆变器系统在输出谐波很小的情况下，降低H桥逆变器的开关损耗；但是由于硬件结构上三个H桥需要三个不同的直流母线，而对于太阳能等发电储能系统其直流母线只有一条，这样将导致实现的难度和成本的增加。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的是提供一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器系统及其电压输出方法，其能减小开关损耗，提高能量转换效率。
为实现上述发明目的，本发明所采用的技术方案是：一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法，其结构包括直流电源、三个直流电压型H桥逆变器、一个原边三绕组副边单绕组的多绕组变压器、并网控制器、采样电路及滤波器。
所述的三个直流电压型H桥逆变器共用同一直流母线，电压等级均为                                                
Figure 295284DEST_PATH_IMAGE001
；多绕组变压器的各绕组线圈变比为1:1:1:k1，其中k1由逆变器并联电网电压的等级及电压等级决定；多绕组变压器的三个原边绕组各通过一H桥并联于同一直流母线；滤波器的截止频率为载波的频率。
一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法，电压输出的方法包括以下步骤：
1）设置三个具有相同电压等级的直流电压源型H桥逆变器：三个逆变器共用同一直流母线，直流母线的电压等级为
Figure 929845DEST_PATH_IMAGE001
，则多绕组变压器副边的总输出电压满足方程：
Figure 77110DEST_PATH_IMAGE003
；
2）在逆变器系统的并网控制器中预先设置一个与电网相电压同步的理想正弦波；
3）所述的并网控制器通过电压阶梯调制或载波脉宽调制法，控制输出各个H桥中开关的开关状态，使多绕组变压器的副边输出的电压波形经滤波环节后接近预想设置的正弦波波形。
在所述的步骤3）中，阶梯调制的具体方法为：根据所述步骤2）中的理想正弦波的瞬时幅值
Figure 899572DEST_PATH_IMAGE004
和其峰值
Figure 104289DEST_PATH_IMAGE002
，所述的并网控制器按照以下公式，对每一个所述的H桥逆变器开关进行控制，所述的公式为：
Figure 303189DEST_PATH_IMAGE005
在所述步骤3）中，所述载波脉宽调制法采用三点式控制方法，其实现包括以下步骤：
①将权利要求3中步骤2）中得到的理想正弦波作为调制波，选取一载波；
②所述的并网控制器根据步骤①中的调制波正负判断，生成一路开关信号P1，其值满足：当所述的调制波值大于零时，开关信号1状态为“1”，反之，开关状态为“0”；
③将开关信号1求反，作为开关信号P2，开关信号P1及P2分别用于控制驱动权利要求1所述的三个H桥电路的开关IGBT1及IGBT2；
 ④所述的并网控制器将步骤①中的调制波和三角波进行比较，在工频周期内生成两路不同的PWM信号P3及P4；
⑤所述的并网控制器将步骤②中得到的两路PWM开关信号与权利要求4中得到的x,y,z值进行比较，生成3组两路的PWM开关信号P13与P14、P23与P24及P33与P34，以控制权利要求1所述的三个H桥电路中的开关IGBT3及IGBT4。
在所述步骤④中并网控制器得到的调制波与三角波比较，两路不同的PWM信号P3及P4的实现包括以下步骤：
Ⅰ、对所述的调制波正负进行判断，在其正半波与正向的高频三角波进行比较，生成PWM信号P41，在其负半波与负向的同频三角波进行比较，生成PWM信号P31;
Ⅱ、在所述的调制波的正半波范围内，对PWM信号P41进行取反，得到PWM信号P32，在所述的调制波的负半波范围内，对PWM信号P31进行取反，得到PWM信号P42；
Ⅲ、将步骤②或步骤③所得的PWM信号P31与P32相或，作为PWM信号P3，将PWM信号P41与P42相或，作为PWM信号P4。
在所述步骤⑤中，3组两路的PWM开关信号P13与P14、P23与P24及P33与P34的实现包括以下步骤：
A、将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与x信号、y的反信号相与，即P3&
Figure 972068DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 401650DEST_PATH_IMAGE007
；再将P2信号与y信号相与，即P2&
Figure 93662DEST_PATH_IMAGE008
；再将二者相或，即（P3&
Figure 830674DEST_PATH_IMAGE006
&）|（P2&
Figure 721587DEST_PATH_IMAGE008
），将该信号作为开关信号P13；将P13的反信号作为开关信号P14；
B、将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与y信号、z的反信号相与，即P3&
Figure 963212DEST_PATH_IMAGE008
&
Figure 238336DEST_PATH_IMAGE010
；再将P2信号与z信号相与，即P2&
Figure 819490DEST_PATH_IMAGE011
；再将P1与x及y的反信号的与信号相或，即P1|（
Figure 154656DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 883578DEST_PATH_IMAGE009
）；再将这三个信号相或，即（P3&
Figure 398610DEST_PATH_IMAGE008
&
Figure 896588DEST_PATH_IMAGE010
）|（P2&）|（P1|（
Figure 556556DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 439062DEST_PATH_IMAGE009
）），将该信号作为开关信号P23；将P23的反信号作为开关信号P24；
C、将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与z信号相与，即P3&
Figure 791546DEST_PATH_IMAGE011
；再将P1与x信号、y的反信号相与，即P1&
Figure 671777DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 109711DEST_PATH_IMAGE010
；再将两者相或，即（P3&
Figure 530329DEST_PATH_IMAGE011
）|（P1&
Figure 940581DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 54031DEST_PATH_IMAGE010
），将该信号作为开关信号P33；将P33的反信号作为开关信号P34。
本发明由于采用上述技术方案，其具有以下优点：1、本发明首先设置三个相同的接于同一直流母线电压上的H桥，三个H桥的输出分别接在四绕组变压器的原边三个绕组上；然后将一个与电网同步的正弦波预先设置在逆变器系统中的控制器系统中，并网控制器再通过电压阶梯调制法或载波脉宽调制法，控制三个H桥中的各开关器件，使变压器副边电压经过滤波后输出一个与电网电压近似同步且幅值与电网电压近似相等的正弦波电压波形。2、本发明由于采用阶梯调制法根据理想正弦波的瞬时幅值
Figure 979261DEST_PATH_IMAGE004
与其峰值，并网控制器按照一公式，判断出在一个工频周期内的三个H桥的各开关状态，直接使其输出呈多电平形状的阶梯波，因此在输出电压时，较小了功率开关次数，提高了逆变器系统的转换效率。3、本发明由于采用脉宽调制法，首先根据将与电网电压同步的调制波的正负得到两路互补的占空比为50%的开关信号PWM1及PWM2；然后将调制波与三角波进行调制，按照三点式PWM控制方式生成2路PWM信号PWM3及PWM4；最后根据阶梯法调制各H桥的工作状态，按照相关的逻辑运算，得到三组两路PWM开关信号P13与P14、P23与P24及P33与P34；由于三个H桥的直流电压相等，故其控制输出PWM信号方法相对简单；同时该控制模式对阶梯电压波的每个阶梯只对一个H桥的开关IGBT3及IGBT4的驱动信号进行调制，故相比一个H桥的逆变器，虽然IGBT开关的数量增加，但相同开关频率时，一个工频周期内的开关次数保持不变，不会因开关器件数增加而增加开关损耗。4、本发明采用阶梯调制法与脉宽调制法相结合的方式，尤其是三个H桥的直流母线相等，采用脉宽调制时只对一个H桥开关状态进行调制，这样可使 本发明在获得与采用单H桥的高频PWM调制下输出电压性能相近的电压时，其开关频率可减小很多，其中电压性能包括电压的幅值及其畸变率，这意味着本发明可有效的减小开关损耗，进一步提升逆变器系统的转换效率。本发明主要适用于单相系统。
附图说明
图1为现有的逆变器系统的结构示意图。
图2为图1的逆变器系统中混合型H桥级联逆变器的结构示意图。
图3为本发明的逆变器系统的结构示意图。
图4为本发明阶梯电压调制法的仿真波形。
图5为1号H桥一个工频周期内的四路开关信号。
图6为2号H桥一个工频周期内的四路开关信号。
图7为3号H桥一个工频周期内的四路开关信号。
图8为添加滤波支路前多绕组变压器副边的输出电压波形。
图9为添加滤波支路后多绕组变压器副边的输出电压波形。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明进行详细的描述。
本发明是采用由三个H桥2及一个原边三绕组副边单绕组的变压器3的逆变器结构，其中三个H桥的输入端并接于一电压等级为
Figure 701285DEST_PATH_IMAGE012
的直流母线，三个输出端各接于变压器的一个原边，变压器的变比为1:1:1:k1;该结构的逆变器的控制电压输出方法是采样电路5为并网控制器提供与电网电压信号同相位的正弦波，并网控制器4将其作为调制波，通过电压阶梯调制法或脉宽调制法控制三个H桥的开关状态使其交流侧输出
Figure 985635DEST_PATH_IMAGE012
、-
Figure 335845DEST_PATH_IMAGE012
及0三种电压，从而使变压器副边电压信号经滤波后在较小的开关频率下更好的接近理想的正弦波波形，符合并网要求。本发明方法包括以下步骤：1）如图2及图3所示，本发明的结构与混合型级联H桥逆变器结构的不同是，三个H桥并于同一直流母线电压上，即
Figure 363844DEST_PATH_IMAGE013
；本发明的变压器副边输出电压可以为-k1
Figure 545427DEST_PATH_IMAGE012
、-2k1
Figure 672783DEST_PATH_IMAGE012
/3、-k1
Figure 572606DEST_PATH_IMAGE012
/3、k1
Figure 138716DEST_PATH_IMAGE012
/3、2k1
Figure 378068DEST_PATH_IMAGE012
/3及k1的6个电压值。具体的三个H桥逆变器的状态变量x、y、z的取值与变压器副边输出电压的对应关系见表1所示。
表1
Figure 125761DEST_PATH_IMAGE014
2) 在并网控制器4中设置一个与电网电压同步的理想正弦波。
3）所述的并网控制器通过电压阶梯调制或载波脉宽调制法，控制输出各个H桥中开关的开关状态，使多绕组变压器的副边输出的电压波形经滤波环节后接近预想设置的正弦波波形。
在所述的步骤3）中，所述的阶梯调制的具体方法为：
根据所述步骤2）中的理想正弦波的瞬时幅值
Figure 931781DEST_PATH_IMAGE004
和其峰值
Figure 822376DEST_PATH_IMAGE002
，所述的并网控制器按照以下公式，对每一个所述的H桥逆变器开关进行控制，所述的公式为：
Figure 619431DEST_PATH_IMAGE015
在所述步骤3）中，所述载波脉宽调制法采用三点式控制方法，其实现包括以下步骤：
①将权利要求3中步骤2）中得到的理想正弦波作为调制波，选取一载波；
②所述的并网控制器根据步骤①中的调制波正负判断，生成一路开关信号P1，其值满足：当所述的调制波值大于零时，开关信号1状态为“1”，反之，开关状态为“0”；
③将开关信号1求反，作为开关信号P2，开关信号P1及P2分别用于控制驱动权利要求1所述的三个H桥电路的开关IGBT1及IGBT2；
 ④所述的并网控制器将步骤①中的调制波和三角波进行比较，在工频周期内生成两路不同的PWM信号P3及P4；
⑤所述的并网控制器将步骤②中得到的两路PWM开关信号与权利要求4中得到的x,y,z值进行比较，生成3组两路的PWM开关信号P13与P14、P23与P24及P33与P34，以控制权利要求1所述的三个H桥电路中的开关IGBT3及IGBT4。
在所述步骤④中，两路不同的PWM信号P3及P4的实现包括以下步骤：
Ⅰ、对所述的调制波正负进行判断，在其正半波与正向的高频三角波进行比较，生成PWM信号P41，在其负半波与负向的同频三角波进行比较，生成PWM信号P31;
Ⅱ、在所述的调制波的正半波范围内，对PWM信号P41进行取反，得到PWM信号P32，在所述的调制波的负半波范围内，对PWM信号P31进行取反，得到PWM信号P42；
Ⅲ、将步骤②或步骤③所得的PWM信号P31与P32相或，作为PWM信号P3，将PWM信号P41与P42相或，作为PWM信号P4。
所述步骤⑤中，3组两路PWM开关信号P13与P14、P23与P24及P33与P34的实现包括以下步骤：
A、将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与x信号、y的反信号相与，即P3&
Figure 165950DEST_PATH_IMAGE006
&；再将P2信号与y信号相与，即P2&
Figure 350124DEST_PATH_IMAGE008
；再将二者相或，即（P3&
Figure 318080DEST_PATH_IMAGE006
&）|（P2&
Figure 63499DEST_PATH_IMAGE008
），将该信号作为开关信号P13；将P13的反信号作为开关信号P14；
B、将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与y信号、z的反信号相与，即P3&
Figure 928687DEST_PATH_IMAGE008
&；再将P2信号与z信号相与，即P2&；再将P1与x及y的反信号的与信号相或，即P1|（
Figure 212272DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 197546DEST_PATH_IMAGE009
）；再将这三个信号相或，即（P3&
Figure 507304DEST_PATH_IMAGE008
&
Figure 515712DEST_PATH_IMAGE010
）|（ P2&）|（ P1|（
Figure 408898DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 889558DEST_PATH_IMAGE009
）），将该信号作为开关信号P23；将P23的反信号作为开关信号P24；
C、将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与z信号相与，即P3&；再将P1与x信号、y的反信号相与，即P1&&；再将两者相或，即（P3&
Figure 782283DEST_PATH_IMAGE011
）|（ P1&
Figure 827600DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 222809DEST_PATH_IMAGE010
），将该信号作为开关信号P33；将P33的反信号作为开关信号P34。
如图4所示，图4为采用本发明的阶梯调制法时变压器副边的输出波形，显然波形的正半周及负半周均呈现等阶梯的三电平形状。
对比图5、图6及图7，可发现在采用脉宽调制法对三个H桥的开关信号进行调制时，每时刻只对一个H桥的开关信号进行调制，这样使三H桥模式的逆变器相对单H桥的逆变器：当载波频率固定时，一个工频周期内总开关次数几乎相同。
如表2所示，表2为本发明采用的逆变器结构与其控制方法与单H桥结构的逆变器在开关频率为2000HZ下的，仿真输出电压性能的比较。
表2
  单H桥控制 多绕组变压器及多H桥控制
电压有效值/V 90.66 97.27
电压畸变率/% 2.63 3.94
如表3所示，表3为本发明采用的逆变器结构与其控制方法与单H桥结构的逆变器在开关频率为10000HZ下的，仿真输出电压性能的比较。
表3
  单H桥控制 多绕组变压器及多H桥控制
电压有效值/V 96.86 104.2
电压畸变率/% 2.54 8.57
由表2及表3可看出，在开关频率固定时，采用多绕组及多H桥结构的逆变器结构及其相应的控制方法的输出电压相对单H桥控制的输出电压，电压有效值增加，而电压畸变率增大。
对比表2及表3数据可发现，在采用单H桥控制的逆变器在开关频率为10000HZ时输出电压的性能，与采用多绕组变压器及多H桥结构逆变器在开关频率为2000HZ时的输出电压性能相近；而IGBT的开关损耗主要与开关频率、母线电压及负载电流有关，当多绕组变压器的电压等级与单H桥控制的变压器原边等级相同时，IGBT的开关损耗与频率成正比；这说明采用多绕组变压器及多H桥控制的逆变器相比单H桥控制的逆变器可使开关损耗减小近80%，有效提升逆变器能量转换效率。

Claims (7)

1.一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法，其特征在于其结构包括直流电源、三个直流电压型H桥逆变器、一个原边三绕组副边单绕组的多绕组变压器、并网控制器、采样电路及滤波器。
2.根据权利要求1所述的一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法，其特征在于：所述的三个直流电压型H桥逆变器共用同一直流母线，电压等级均为                                                
Figure 834617DEST_PATH_IMAGE001
；多绕组变压器的各绕组线圈变比为1:1:1:k1，其中k1由逆变器并联电网电压的等级及电压等级
Figure 734440DEST_PATH_IMAGE001
决定；多绕组变压器的三个原边绕组各通过一H桥并联于同一直流母线；滤波器的截止频率为载波的频率。
3.根据权利要求1所述的一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法，其特征在于电压输出的方法包括以下步骤：
1）设置三个具有相同电压等级的直流电压源型H桥逆变器：三个逆变器共用同一直流母线，直流母线的电压等级为
Figure 362868DEST_PATH_IMAGE001
，则多绕组变压器副边的总输出电压
Figure 664536DEST_PATH_IMAGE002
满足方程：
Figure 25110DEST_PATH_IMAGE003
；
2）在逆变器系统的并网控制器中预先设置一个与电网相电压同步的理想正弦波；
3）所述的并网控制器通过电压阶梯调制或载波脉宽调制法，控制输出各个H桥中开关的开关状态，使多绕组变压器的副边输出的电压波形经滤波环节后接近预想设置的正弦波波形。
4.如权利要求3所述的一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法，其特征在于：在所述的步骤3）中，阶梯调制的具体方法为：
根据所述步骤2）中的理想正弦波的瞬时幅值和其峰值
Figure 844348DEST_PATH_IMAGE002
，所述的并网控制器按照以下公式，对每一个所述的H桥逆变器开关进行控制，所述的公式为：
Figure 2012102372211100001DEST_PATH_IMAGE005
。
5.根据权利要求3或4所述的一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法，其特征在于：在所述步骤3）中，所述载波脉宽调制法采用三点式控制方法，其实现包括以下步骤：
①将权利要求3中步骤2）中得到的理想正弦波作为调制波，选取一载波；
②所述的并网控制器根据步骤①中的调制波正负判断，生成一路开关信号P1，其值满足：当所述的调制波值大于零时，开关信号1状态为“1”，反之，开关状态为“0”；
③将开关信号1求反，作为开关信号P2，开关信号P1及P2分别用于控制驱动权利要求1所述的三个H桥电路的开关IGBT1及IGBT2；
④所述的并网控制器将步骤①中的调制波和三角波进行比较，在工频周期内生成两路不同的PWM信号P3及P4；
⑤所述的并网控制器将步骤②中得到的两路PWM开关信号与权利要求4中得到的x,y,z值进行比较，生成3组两路的PWM开关信号P13与P14、P23与P24及P33与P34，以控制权利要求1所述的三个H桥电路中的开关IGBT3及IGBT4。
6.根据权利要求5所述的一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器装置及其电压输出的方法，其特征在于在所述步骤④中并网控制器得到的调制波与三角波比较，两路不同的PWM信号P3及P4的实现包括以下步骤：
①对所述的调制波正负进行判断，在其正半波与正向的高频三角波进行比较，生成PWM信号P41，在其负半波与负向的同频三角波进行比较，生成PWM信号P31;
②在所述的调制波的正半波范围内，对PWM信号P41进行取反，得到PWM信号P32，在所述的调制波的负半波范围内，对PWM信号P31进行取反，得到PWM信号P42；
③将步骤②或步骤③所得的PWM信号P31与P32相或，作为PWM信号P3，将PWM信号P41与P42相或，作为PWM信号P4。
7.根据权利要求5所述的一种采用多绕组变压器及多H桥结构的逆变器系统及其电压输出的方法，其特征在于在所述步骤⑤中，3组两路的PWM开关信号P13与P14、P23与P24及P33与P34的实现包括以下步骤：
a)将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与x信号、y的反信号相与，即P3&
Figure 797260DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 594315DEST_PATH_IMAGE007
；再将P2信号与y信号相与，即P2&
Figure 203151DEST_PATH_IMAGE008
；再将二者相或，即（P3&
Figure 438960DEST_PATH_IMAGE006
&）|（P2&
Figure 417597DEST_PATH_IMAGE008
），将该信号作为开关信号P13；将P13的反信号作为开关信号P14；
b)将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与y信号、z的反信号相与，即P3&
Figure 576046DEST_PATH_IMAGE008
&
Figure 287650DEST_PATH_IMAGE010
；再将P2信号与z信号相与，即P2&
Figure 152838DEST_PATH_IMAGE011
；再将P1与x及y的反信号的与信号相或，即P1|（
Figure 354012DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 937440DEST_PATH_IMAGE009
）；再将这三个信号相或，即（P3&
Figure 187156DEST_PATH_IMAGE008
&
Figure 234747DEST_PATH_IMAGE010
）|（P2&
Figure 544505DEST_PATH_IMAGE011
）|（P1|（
Figure 615229DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 730953DEST_PATH_IMAGE009
）），将该信号作为开关信号P23；将P23的反信号作为开关信号P24；
c)将步骤④中所得的开关信号P3与阶梯调制法所得的x、y及z对应的逻辑信号如下操作：先将P3与z信号相与，即P3&
Figure 570733DEST_PATH_IMAGE011
；再将P1与x信号、y的反信号相与，即P1&
Figure 51393DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 343834DEST_PATH_IMAGE010
；再将两者相或，即（P3&）|（P1&
Figure 957535DEST_PATH_IMAGE006
&
Figure 609096DEST_PATH_IMAGE010
），将该信号作为开关信号P33；将P33的反信号作为开关信号P34。
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