CN102801459A

CN102801459A - 多模卫星信号接收装置及其方法

Info

Publication number: CN102801459A
Application number: CN2011101369310A
Authority: CN
Inventors: 汪峰; 李金海; 阎跃鹏; 孙金海
Original assignee: Institute of Microelectronics of CAS
Current assignee: Beijing Tiandi Guidance Technology Co ltd; Institute of Microelectronics of CAS
Priority date: 2011-05-24
Filing date: 2011-05-24
Publication date: 2012-11-28
Anticipated expiration: 2031-05-24
Also published as: CN102801459B

Abstract

本发明实施例提出了一种多模卫星信号接收装置，包括本地码发生器、本地载波发生器、抗混叠滤波器、降采样模块、部分匹配滤波模块、快速傅立叶变换器以及判决输出模块。此外，本发明实施例还提出了一种多模卫星信号接收方法。本发明提出的技术方案，提供基于FPGA的GPS/BD-II双模接收机快速捕获方案，通过采用基于PMFB+FFT的时频二维快速捕获方式，通过折叠算法实现的PMF和低复杂度DFT的设计充分利用了FPGA内的DSP资源，减小了电路规模，从而降低了FPGA选型要求。此外，本发明提出的上述方案对现有系统的改动很小，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

Description

多模卫星信号接收装置及其方法

技术领域

本发明涉及卫星通信领域，具体而言，本发明涉及多模卫星信号接收装置及其方法。

背景技术

卫星导航接收机已经被广泛的应用于各军事和民用领域，接收机的工作过程包括：卫星信号的捕获、跟踪、电文解调及接收机定位等过程。

接收机一般采用并行捕获的算法。目前，常用的并行捕获算法主要包括：

(1)基于匹配滤波器或循环相关的伪码域并行搜索；

(2)基于FFT(Fast Fourier transform，快速傅里叶变换)功率谱估计的频域并行搜索；

(3)基于PMFB+FFT(Partial Matched Filter Bank+Fast Fouriertransform，部分匹配滤波器组和FFT)的时频二维并行搜索。

其中，“PMFB+FFT”方案由于其在并行度上的优越性，成为卫星导航接收机捕获引擎的首选方案，示意图如图1所示。另外，为了提高捕获的正确概率，很多接收机中引入了多驻留检测策略。N中取M和Tong检测器是目前使用较多的多驻留检测策略，但多在串行搜索或一维并行搜索中利用软件的方法实现，示意图如图2所示。

GPS(Global Positioning System，全球定位系统)信号与BD-II信号是目前应用较多的两种卫星导航信号，然而，目前的卫星接收设备通常是针对一种卫星信号，缺乏兼容多种卫星信号的接收设备。如果使用多模兼容型快速捕获引擎实现GPS信号、BD-II信号的分时捕获可以节约硬件成本。因此，有必要提出有效的技术方案，实现多模卫星信号的接收。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别是通过采用PMFB+FFT的时频二维快速捕获方案，实现多模卫星信号的接收。

本发明实施例一方面提出了一种多模卫星信号接收装置，包括本地码发生器、本地载波发生器、抗混叠滤波器、降采样模块、部分匹配滤波模块、快速傅立叶变换器以及判决输出模块，

所述本地码发生器，用于以时间T为周期周期性地产生多个本地扩频码，所述多个本地扩频码中的每一个的码速率分别与多模数字中频信号中的每一个模式下信号的码周期h相对应；

本地载波发生器，用于产生本地载波；

抗混叠滤波器，用于接收所述多模数字中频信号与本地载波的混叠信号，其后滤波输出；

降采样模块，用于接收所述抗混叠滤波器的输出，将所述多模数字中频信号的数据速率降采样，使所述多模数字中频信号的数据速率与所述本地码发生器产生的本地扩频码的码速率相一致；

所述部分匹配滤波模块，包括2H个部分匹配滤波器，用于接收所述降采样模块的输出，将所述多模数字中频信号与所述本地扩频码进行匹配滤波，以便同时得到2H个所述本地扩频码的码相位峰值，每个部分匹配滤波器中的点数为2H/f，其中，H为所有模式下信号的码周期h的最大值，f为每一个半码片下得到的峰值个数；

所述快速傅立叶变换器，用于接收所述部分匹配滤波模块的输出，进行N点复数FFT变换，N一般大于2H/f；

所述判决输出模块，用于对经过FFT变换的数字信号进行检测，当超过预定门限值时判处输出。

本发明实施例另一方面还提出了一种多模卫星信号接收方法，包括以下步骤：

接收多模数字中频信号，将所述多模数字中频信号与本地载波的混叠信号，其后进行抗混叠滤波输出；

接收抗混叠滤波输出的信号，将所述多模数字中频信号的数据速率降采样，使所述多模数字中频信号的数据速率与所述本地码发生器产生的本地扩频码的码速率相一致；

将所述多模数字中频信号与所述本地扩频码进行匹配滤波，以便同时得到2H个所述本地扩频码的码相位峰值，每个部分匹配滤波器中的点数为2H/f，其中，H为所有模式下信号的码周期h的最大值，f为每一个半码片下得到的峰值个数；

对匹配滤波输出的信号进行N点复数FFT变换，N一般大于2H/f；

对经过FFT变换的数字信号进行判决检测，当超过预定门限值时判处输出。

本发明提出的上述方案，提供基于FPGA的GPS/BD-II双模接收机快速捕获方案。上述方案采用了基于PMFB+FFT的时频二维快速捕获方式，其中，折叠算法实现的PMF和低复杂度DFT的设计充分利用了FPGA内的DSP资源，减小了电路规模，从而降低了FPGA选型要求。此外，本发明提出的上述方案对现有系统的改动很小，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为现有技术中PMFB+FFT时频二维并行捕获算法原理框图；

图2为现有技术中N中取M多驻留检测算法原理框图；

图3为本发明实施例多模卫星信号接收装置功能模块示意图；

图4为本发明实施例折叠滤波器结构示意图；

图5为快速捕获的捕获结果示意图；

图6为本发明实施例多模卫星信号接收方法流程图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

为了实现本发明之目的，本发明实施例提出了一种多模卫星信号接收装置，包括本地码发生器、本地载波发生器、抗混叠滤波器、降采样模块、部分匹配滤波模块、快速傅立叶变换器以及判决输出模块。

具体而言，本地码发生器，用于以时间T为周期周期性地产生多个本地扩频码，多个本地扩频码中的每一个的码速率分别与多模数字中频信号中的每一个模式下信号的码周期h相对应。

本地载波发生器，用于产生本地载波。

抗混叠滤波器，用于接收多模数字中频信号与本地载波的混叠信号，其后滤波输出。

降采样模块，用于接收抗混叠滤波器的输出，将多模数字中频信号的数据速率降采样，使多模数字中频信号的数据速率与本地码发生器产生的本地扩频码的码速率相一致。

部分匹配滤波模块，包括2H个部分匹配滤波器，用于接收降采样模块的输出，将多模数字中频信号与本地扩频码进行匹配滤波，以便同时得到2H个本地扩频码的码相位峰值，每个部分匹配滤波器中的点数为2H/f，其中，H为所有模式下信号的码周期h的最大值，f为每一个半码片下得到的峰值个数。

快速傅立叶变换器，用于接收部分匹配滤波模块的输出，进行N点复数FFT变换，N一般大于2H/f。

判决输出模块，用于对经过FFT变换的数字信号进行检测，当超过预定门限值时判处输出。

进一步而言，判决输出模块包括包络检测器和全并行检测判决器，

包络检测器，用于将经过FFT变换的数字复数信号转为包络信号，用于后续全并行检测器的判决；

全并行检测判决器，用于对包络检测器输出的所有待检测量与判决门限进行比较，得到捕获成功或失败的判决。

在上述实施例中，多模数字中频信号包括：GPS信号、BD-II信号或者兼容GPS/BD-II的卫星信号。

进一步而言，GPS信号的扩频码的码周期h_GPS为1023，BD-II信号的扩频码的码周期h_BD-II为2046，H＝2046。

进一步而言，其中f为2H的约数。

优选地，其中f取值为11。

为了进一步阐述本发明，下面结合具体的实现框图，对本发明公开的原理进行说明。

如图3所示，为本发明实施例多模卫星信号接收装置功能模块示意图。

在图3中，多模信号接收机捕获引擎主要包括抗混叠滤波器、PMFB+FFT运算单元和全并行改进N中取M检测器等。

通常，GPS CA码信号的码速率为1.023Mcps，BD-II信号的码速为2.046Mcps。捕获引擎本地码片间隔为半码片，本地码缓冲器长为4092，即GPS CA码信号缓冲2个码周期，BD-II民码信号缓冲1个码周期。捕获GPS CA码信号时PMFB的数据速率为2.046Msps，对于BD-II信号，PMFB数据速率变为4.092Msps。由于混频后的数字信号至少在5Msps以上，因此需要增加抗混叠滤波器。抗混叠滤波器可以采用简单的累加滤波器，为了减小PMFB的硬件规模，对累加滤波器的输出重新进行了量化。

作为本发明的实施例，如图3所示的PMFB+FFT方案中，系统捕获算法要求的频率分辨率确定PMFB中参与部分匹配滤波的缓冲数据长度决定了FFT的点数即PMF模块数。本设计中缓冲了4092点输入数据，由于4092可分解为372*11，且GPS CA码信号最大多普勒频率可覆盖为：

| f_{d \max} | < \frac{0.25 f_{s}}{M} = \frac{2.046 MHz}{4 * 372} = 1.375 kHz;

对于BD-II公开信号，最大多普勒频率可覆盖为

| f_{d \max} | < \frac{0.25 f_{s}}{M} = \frac{4.092 MHz}{4 * 372} = 2.75 kHz .

此外，对所有PMFB输出的11个值进行补零处理后，做22点FFT，则其频率覆盖范围和频率分辨率分别为：

GPS CA码信号：

| f_{FFT} | = f_{s}^{'} = \frac{f_{s}}{M} = \frac{2.046 MHz}{372} = 2.75 kHz;

BD-II公开信号：

| f_{FFT} | = f_{s}^{'} = \frac{f_{s}}{M} = \frac{4.092 MHz}{372} = 5.5 kHz .

考虑到PMFB低通效应和FFT扇贝效应的影响，仅取直流频率分量左右的11个FFT结果作为检验统计量，则其频率覆盖范围符合1.375kHz和2.75kHz的要求。此时，FFT的频率分辨率分别为

GPS CA码信号：

f_{Δ} = \frac{f_{s}^{'}}{K} = \frac{2.75 kHz}{11} = 250 Hz;

BD-II公开信号：

f_{Δ} = \frac{f_{s}^{'}}{K} = \frac{5.5 kHz}{11} = 500 Hz .

因此，经过上述分析，设计372缓冲的PMF和22点的FFT运算模块作为上述实施例的参数值。

在上述实施例中，PMFB是整个捕获引擎中电路规模最大的模块，设计出电路规模小的PMFB是整个捕获引擎的设计关键。

PMF是一个371阶的高阶FIR滤波器，作为匹配滤波器其实现方式多采用并行高速实现。

作为本发明的实施例，采用折叠思想设计PMF。假设折叠因子为Q，PMF的工作时钟至少为输入数据速率的Q倍，通过复用减小了加法树的规模，同时避免了常规复用时所需的大规模复用器的使用。

由于372可因式分解为31x12，而整个双模接收机系统工作时钟为49.104MHz，是GPS CA码半码速率的24倍，BD-II民码信号码速率的12倍，固折叠因子选为12。

如图4所示，为本发明实施例折叠滤波器结构示意图。其中，coeff0至coeff371表示滤波器系数，Mux为复用器，SR12为移位寄存器，Hold Reg为保持寄存器，Adder Tree为加法树，Reg为寄存器。

采用折叠方式设计的PMF，其移位输出数据是乱序的，可采用重排序RAM对数据进行重排序缓冲，然后再送入下一级PMF。

捕获引擎FFT设计方案有两种，当采用ASIC方式设计FFT时，传统的分裂基方案也可采用并行DFT方案。采用FPGA实现捕获引擎时，本发明实施例提出了设计22点的全并行DFT，充分利用了FPGA中丰富的乘法器资源，并且避免了不规则FFT的设计。由于22点DFT运算的输入数据中有11点为0，且用作检验统计量的仅有直流附近的11个DFT结果，因此仅需计算该11点复数DFT结构。N点DFT计算公式可表示为

X (k + 1) = Σ_{n = 0}^{N - 1} x (n) W_{N}^{n (k + 1)} = Σ_{n = 0}^{N - 1} x (n) W_{N}^{nk} W_{N}^{n} - - - (6)

因此，在计算第k+1个DFT结果时，可用到第k个DFT结果计算过程的中间结果和固定的乘法系数

从而使用11个复数乘法器以流水线实现DFT运算，11个时钟后便可得到所有结果。

作为本发明的实施例，判决输出模块包括包络检测器和全并行检测判决器。

常规N中取M算法在检验统计量低于门限时使计数器K减1，当K＝0时放弃该搜索位置。实际当K＝N-M时，由算法可知该搜索位置即可被判决为信号不存在，因此可对该算法进行简化，从而减小噪声剔除时间。论文中设计了改进后的全并行8中取5检测器。由于BD-II公开信号1个码周期内有4092个半码片，捕获引擎中例化了1个存储深度为4092x11的简单双端口RAM，存储位宽为3bit。通过流水线设计，可对所有检验统计量进行并行检测。如果出现多个检验统计量的M计数同时，将检验统计量最大值处判决为信号位置。

捕获引擎实测结果如图5所示，图5为接收机连接室外天线时捕获引擎捕获3号卫星二维结果图。从图中可以看出，捕获引擎覆盖了GPS CA码信号2046个码相位和11个频点，并可判定卫星信号的存在。

如图6所示，本发明实施例还提出了一种多模卫星信号接收方法，包括以下步骤：

S110：将多模数字中频信号与本地载波的混叠信号，其后进行抗混叠滤波输出。

在步骤S110中，首先接收多模数字中频信号，将多模数字中频信号与本地载波的混叠信号，其后进行抗混叠滤波输出。

多模数字中频信号包括：GPS信号、BD-II信号或者兼容GPS/BD-II的卫星信号。

具体而言，本地码发生器以时间T为周期周期性地产生多个本地扩频码，多个本地扩频码中的每一个的码速率分别与多模数字中频信号中的每一个模式下信号的码周期h相对应。

本地载波发生器产生本地载波。其后，抗混叠滤波器接收多模数字中频信号与本地载波的混叠信号，其后滤波输出。

S120：将多模数字中频信号的数据速率降采样。

在步骤S120中，接收抗混叠滤波输出的信号，将所述多模数字中频信号的数据速率降采样，使所述多模数字中频信号的数据速率与所述本地码发生器产生的本地扩频码的码速率相一致。

S130：将多模数字中频信号与本地扩频码进行匹配滤波。

在步骤S130中，将所述多模数字中频信号与所述本地扩频码进行匹配滤波，以便同时得到2H个所述本地扩频码的码相位峰值，每个部分匹配滤波器中的点数为2H/f，其中，H为所有模式下信号的码周期h的最大值，f为每一个半码片下得到的峰值个数。

S140：对匹配滤波输出的信号进行N点复数FFT变换。

S150：对经过FFT变换的数字信号进行判决输出。

在步骤S150中，对经过FFT变换的数字信号进行判决检测，当超过预定门限值时判处输出。

对经过FFT变换的数字信号进行判决检测包括以下步骤：

将经过FFT变换的数字信号数字复数信号转为包络信号，用于后续全并行检测器的判决(包络检测)；

用于对包络检测器输出的所有待检测量与判决门限进行比较，得到捕获成功或失败的判决(全并行检测判决)。

在上述实施例中，GPS信号的扩频码的码周期h_GPS为1023，BD-II信号的扩频码的码周期h_BD-II为2046，H＝2046。

进一步而言，其中f为2H的约数。

优选地，其中f取值为11。

本发明提出的上述方案，提供基于FPGA的GPS/BD-II双模接收机快速捕获方案。上述方案采用了基于PMFB+FFT的时频二维快速捕获方式，其中，折叠算法实现的PMF和低复杂度DFT的设计充分利用了FPGA内的DSP资源，减小了电路规模，从而降低了FPGA选型要求。此外，为了进一步提高系统的发现概率，引擎中加入了改进N中取M算法，如上所述，在8中取5多驻留检测方案。

本技术领域的普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

此外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种多模卫星信号接收装置，其特征在于，包括本地码发生器、本地载波发生器、抗混叠滤波器、降采样模块、部分匹配滤波模块、快速傅立叶变换器以及判决输出模块，

本地载波发生器，用于产生本地载波；

所述快速傅立叶变换器，用于接收所述部分匹配滤波模块的输出，进行N点复数FFT变换，N大于2H/f；

2.如权利要求1所述的多模卫星信号接收装置，其特征在于，所述判决输出模块包括包络检测器和全并行检测判决器，

所述包络检测器，用于将经过FFT变换的数字复数信号转为包络信号，用于后续全并行检测器的判决；

所述全并行检测判决器，用于对包络检测器输出的所有待检测量与判决门限进行比较，得到捕获成功或失败的判决。

3.如权利要求2所述的多模卫星信号接收装置，其特征在于，所述多模数字中频信号包括：GPS信号、BD-II信号或者兼容GPS/BD-II的卫星信号。

4.如权利要求3所述的多模卫星信号接收装置，其特征在于，所述GPS信号的扩频码的码周期h_GPS为1023，BD-II信号的扩频码的码周期h_BD-II为2046，H＝2046。

5.如权利要求4所述的多模卫星信号接收装置，其特征在于，其中f为2H的约数。

6.如权利要求5所述的多模卫星信号接收装置，其特征在于，其中f为11。

7.一种多模卫星信号接收方法，其特征在于，包括以下步骤：

对匹配滤波输出的信号进行N点复数FFT变换，N大于2H/f；

8.如权利要求7所述的多模卫星信号接收方法，其特征在于，对经过FFT变换的数字信号进行判决检测包括以下步骤：

将经过FFT变换的数字复数信号转为包络信号，用于后续全并行检测器的判决；

用于对包络检测器输出的所有待检测量与判决门限进行比较，得到捕获成功或失败的判决。

9.如权利要求8所述的多模卫星信号接收方法，其特征在于，所述多模数字中频信号包括：GPS信号、BD-II信号或者兼容GPS/BD-II的卫星信号。

10.如权利要求9所述的多模卫星信号接收方法，其特征在于，所述GPS信号的扩频码的码周期h_GPS为1023，BD-II信号的扩频码的码周期h_BD-II为2046，H＝2046。

11.如权利要求10所述的多模卫星信号接收方法，其特征在于，其中f为2H的约数。

12.如权利要求11所述的多模卫星信号接收方法，其特征在于，其中f为11。