CN102789344A - 电容式触控屏幕或触控面板系统及其操作方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电容式触控屏幕或触控面板系统及其操作方法。具体是关于低功耗模拟转数字转换器（ADC）的各种实施例，该低功耗模拟转数字转换器用于一电容式感测系统的触控屏幕或触控面板。该ADC以第一模式或第二模式运作。第一模式的特征在于一第一解析度具有一第一数目的ADC位且一第一功耗位准与其相关。第二模式的特征在于一第二解析度具有一第二数目的位且一第二功耗位准与其相关。该ADC于控制器的控制下运作并被配置为该第一数目的位大于该第二数目的位且该第一功率位准大于该第二功率位准。当感测电路、该ADC及/或控制器侦测到低射频噪声状态时，该控制器使该ADC自第一模式切换为第二模式。

Description

电容式触控屏幕或触控面板系统及其操作方法

技术领域

本文所述本发明的各种实施例是关于触控屏幕或触控板系统、装置、组件及方法等领域，这些触控屏幕或触控板系统、装置、组件及方法使用电容感测技术来侦测一触控屏幕或触控面板上的触控，并提供表示此等触控位置的数字化输出信号。

背景技术

触控屏幕装置的控制器将触控屏幕所产生的位置相关信号（position-dependent signals）发送至模拟转数字转换器（analog to digital converters；ADCs），使之在实施进一步处理的前被数字化，进而抽取所关心的位置信息。这些装置用于在高射频（RF）噪声环境中运作时，可使用精密的数字滤波器对ADC输出信号加以处理。Avago Technologies所制造的AMRI-5200便是使用此方法的控制器。

然而，来自特定噪声演算法的误差及使用数字滤波器时所固有的累积算术误差可导致经滤波信号的精度的显著损失。为容许此种精度的损失，ADC被设计成在滤波器输入处所提供的信号精度相较在滤波器输出处实际所需者多若干位。遗憾的是，使用一高精度ADC将增大功率消耗。

对于移动消费者装置（mobile consumer device）而言，功率消耗问题尤其重要，因为其对电池寿命有显著的影响。然而，除极少出现的极端环境外，期望在移动消费者装置环境的RF噪声为低等至中等应是合理的。在更典型的环境中会减低所需的数字滤波程度，此举又使得在ADC中所需的精度降低并减小功率消耗。

因此，此领域需要一种触控屏幕系统及一种操作此一系统的方法，该触控屏幕系统及该方法可在二模式之间切换，其中一模式用于不需要高ADC精度的低噪声情境，而另一模式则用于可能有必要付出与高ADC精度相关的功率损失的高噪声情境或其他异常情境。

发明内容

根据一实施例，提供一种电容式触控屏幕或触控面板系统，其包括一触控屏幕、一驱动电路、一感测电路及一控制器。该触控屏幕包括多个第一导电性驱动电极以及多个第二导电性感测电极。这些第一导电性驱动电极排列成多个列或行，且这些第二导电性感测电极则相对于这些第一导电性驱动电极的这些列或行成一角度排列成多个列或行。在这些第一导电性驱动电极与这些第二导电性感测电极相交处，具有这些第一导电性驱动电极与这些第二导电性感测电极间的互电容（mutual capacitances）。当一使用者的一或多个手指或触控装置靠近时，这些互电容发生变化。该驱动电路可操作地连接至这些第一导电性驱动电极。该感测电路可操作地连接至这些第二导电性感测电极，并用以自这些第二导电性感测电极感测输入信号。该控制器可操作地连接至这些第一导电性驱动电极及这些第二导电性感测电极。该控制器包括一模拟转数字转换器（analog-to-digital converter；ADC），该ADC以一第一模式及一第二模式运作，该第一模式的特征在于一第一解析度，该第一解析度具有一第一数目的（ADC）位及一第一功耗位准与其相关联，该第二模式的特征在于一第二解析度，该第二解析度具有一第二数目的位及一第二功耗位准与其相关联。该ADC是于该控制器的控制下运作并被配置成使该第一数目的位大于该第二数目的位且该第一功率位准大于该第二功率位准。该控制器用以在该感测电路、该ADC及该控制器其中之一侦测到低射频（radio frequency；RF）噪声状态时使该ADC自以该第一模式运作切换成以该第二模式运作。

根据另一实施例，提供一种操作一电容式触控屏幕或触控面板系统的方法。该电容式触控屏幕或触控面板系统包括一触控屏幕、一驱动电路、一感测电路及一控制器。该触控屏幕包括多个第一导电性驱动电极以及多个第二导电性感测电极。这些第一导电性驱动电极排列成多个列或行，这些第二导电性感测电极则相对于这些第一导电性驱动电极的这些列或行成一角度排列成多个列或行。在这些第一导电性驱动电极与这些第二导电性感测电极相交处具有这些第一导电性驱动电极与这些第二导电性感测电极间的互电容。当一使用者的一或多个手指或触控装置靠近时，这些互电容发生变化。该驱动电路可操作地连接至这些第一导电性驱动电极。该感测电路可操作地连接至这些第二导电性感测电极，并用以自这些第二导电性感测电极感测输入信号。该控制器可操作地连接至这些第一导电性驱动电极及这些第二导电性感测电极。该控制器包括一模拟转数字转换器（ADC），该ADC以一第一模式及一第二模式运作，该第一模式的特征在于一第一解析度，该第一解析度具有一第一数目的ADC位及一第一功耗位准与其相关联。该第二模式的特征在于一第二解析度，该第二解析度具有一第二数目的位及一第二功耗位准与其相关联。该ADC是于该控制器的控制下运作并被配置成使该第一数目的位大于该第二数目的位且该第一功率位准大于该第二功率位准。该方法包括下列步骤：在该感测电路、该ADC及该控制器其中之一侦测到低射频（RF）噪声状态时，使该ADC自以该第一模式运作切换成以该第二模式运作。

因此，利用本发明提供的技术方案，可在二模式之间切换，其中一模式用于不需要高ADC精度的低噪声情境，而另一模式则用于可能有必要付出与高ADC精度相关的功率损失的高噪声情境或其他异常情境。

附图说明

根据以下说明、附图，各种实施例的不同态样将变得一目了然，其中：

图1显示一电容式触控屏幕系统的一实施例的剖视图；

图2显示一电容式触控屏幕控制器的方块图；

图3显示一电容式触控屏幕系统及一主机控制器的一实施例的方块图；

图4显示一电容式触控屏幕系统的一实施例的示意图；

图5显示一系统控制器的一实施例的示意性方块图；

图6显示一ADC的一实施例的状态图；

图7显示根据一种用于控制一ADC的方法的一实施例的流程图；

图8显示一12位管线式ADC架构的一实施例的一方块图；

图9显示一ADC的一1.5位级（bit stage）结构的一实施例的电路图；

图10显示12位运作的一ADC的一实施例的时序图；

图11显示9位运作的一ADC的一实施例的时序图；以及

图12A及图12B显示12位及9位运作的ADC的某些实施例的时序图。

这些附图未必按比例绘制，在所有附图中，相同编号指示相同部件或步骤。

附图标号：

90：触控屏幕

95：介电板

100：触控屏幕控制器

110：电容式触控屏幕系统

112：LCD显示器

120：主机控制器

10a-10i：驱动列

20a-20p：感测行

140：方波丛发产生器

150：行驱动器

155：放大器元件

160：粗增益及模拟滤波器控制元件

165：低通滤波器

170：ADC

180：数字滤波器模块

185：控制器CPU

190：演算法协同处理器

195：外部介面

200：状态图

205：高解析度（12位）状态

210：低解析度（9位）状态

400：管线式架构

410a-410k：1.5位级

420：1位快闪存储器

430：偏压产生器

440：参考电压产生器

450：非交叠时脉产生器

460：数字电路

500：电路图

510：乘法式数字转模拟转换器

515：取样-保持电路

520：加法器

525：数字转模拟转换器

530：二倍放大器

540：次取样模拟转数字转换器

600：ADC时序图

610：时脉脉冲列

620：系列管道

630：单元

640：对应延迟

650：模拟输入信号

660：ADC输出

700：时序图

具体实施方式

本文将揭示其他实施例，或于本领域技术人员阅读并理解本说明书及附图之后，其他实施例将变得一目了然。

如图1所示，一电容式触控屏幕系统110通常包括一下层LCD（或OLED）显示器112、一上层触控屏幕（或触控感测面板）90、一设置于触控屏幕90上方的介电板（或保护罩）95以及一触控屏幕控制器100（或可为微处理器、特定功能积体电路（application specificintegrated circuit；ASIC）、中央处理装置（CPU））。须说明者，亦可于触控屏幕90下方设置除LCD显示器或OLED显示器外的其他影像显示器。

图2显示一触控屏幕控制器100的一实施例的方块图。在一实施例中，触控屏幕控制器100可为根据本文的教示内容而修改的Avago TechnologiesTM AMRI-5000 ASIC或晶片。在一实施例中，触控屏幕控制器为一低功率电容式触控面板控制器，以替一触控屏幕系统提供高精确度的屏幕导航。

图3及图4所示的电容式触控屏幕（或触控面板）90可通过对一介电板的一或多个表面涂敷例如氧化铟锡（Indium Tin Oxide；ITO）等导电材料而形成，该介电板通常包括玻璃、塑胶或其他适合的电绝缘材料且较佳情况为光学透射性材料，且该介电板通常被构造成呈一电极网格（grid）的形状。该网格的电容容纳一电荷，且当使用一手指触控该面板时会出现通往使用者身体的一电路通道，此举会引起该电容的变化。

触控屏幕控制器100感测并分析电容产生变化的坐标。当触控屏幕90固定至具有一图形使用者介面的一显示器时，可通过追踪这些触控坐标而达成屏幕导航。通常需要侦测多个触控。该网格的尺寸取决于这些触控所需的解析度。通常存在一额外介电板（保护罩）95来保护触控屏幕90的顶部ITO层，进而形成一完整的触控屏幕解决方案（例如，参见图1）。

形成触控屏幕90的一种方式为仅于一介电板或基板的一侧涂敷一ITO网格。当触控屏幕90与一显示器配合时，将不需要一额外的保护罩。这样的好处在于产生一透射率获得改良（>90%）且更薄的显示系统，进而能够达成更亮且更轻的手持式装置。触控屏幕控制器100的应用包括但不限于：智能型电话（smart phone）、便携式媒体播放器（portablemedia player）、移动网际网路装置（Mobile Internet Device；MID）、及全球定位系统（GPS）装置。

现在参照图3及图4，在一实施例中，触控屏幕控制器100包括一模拟前端（analog frontend），该模拟前端具有9条驱动信号线及16条感测线连接至一触控屏幕上的一ITO网格。触控屏幕控制器100对这些驱动电极施加一激发（excitation），例如一方波（square wave）、一弯折线信号（meander signal）或其他适宜类型的驱动信号，这些信号的频率介于约40千赫兹至约200千赫兹之间。交流（Analog Current；AC）信号经由互电容耦合至这些感测线。使用手指触控触控屏幕（或触控面板）90会改变该触控位置的电容。触控屏幕控制器100可同时解析并追踪多个触控。高的更新率（refresh rate）容许主机无明显延迟地追踪快速触控及任何另外的移动。内嵌式处理器对数据进行滤波、辨识触控坐标并将这些触控坐标报告至主机。可经由载入修补程式（patch）来更新所嵌入的固件。当然，亦可考虑其他数目的驱动线及感测线，例如8×12阵列及12×20阵列。

触控屏幕控制器100可具有功耗位准不同的多个运作模式。举例而言，在休息模式中，触控屏幕控制器100可由休息速率暂存器（register）所程式化的一速率来周期性地搜寻触控。存在多个休息模式，依次具有较小的功耗。若于某一时间区间内不存在触控，则触控屏幕控制器100可自动地变换至一更低功耗的模式。然而，当功耗减小时，对触控的响应时间可能会变长。

根据一实施例，且如图4所示，触控屏幕90上的一ITO网格或其他电极配置包括感测行20a-20p及驱动列10a-10i，其中感测行20a-20p是可操作地连接至对应的感测电路且驱动列10a-10i是可操作地连接至对应的驱动电路。图4绘示一种将来自驱动电极及感测电极的ITO线或其他线连至通往触控屏幕控制器100的线的配置。

本领域技术人员应可理解，在不背离本发明各实施例的范围或精神的条件下，在电容式触控屏幕系统110中除了采用经修改的AMRI-5000晶片或触控屏幕控制器100外，亦可采用其他触控屏幕控制器、微处理器、ASIC或CPU。此外，除本文明确所示者之外，亦可采用不同数目的驱动线及感测线与不同数目及不同配置的驱动电极及感测电极。

图5显示AMRI-5200触控屏幕系统控制器100的示意图。一典型互电容量测技术通过量测驱动信号与对应信号间的电容耦合来感测在触控屏幕（或触控面板矩阵）90上的电容变化，其中这些驱动信号是由方波丛发产生器（square wave burst generator）140经行驱动器150提供，而这些对应信号则自显示于触控屏幕（或触控面板矩阵）90右侧的感测间隙接脚网格阵列（interstitial pin grid array；IPGA）的接脚输出。须说明者，尽管图中仅绘示一个方波丛发产生器140及一个行驱动器150，然而亦可考虑其他配置，例如针对阵列的每一行或每一列皆设置一个方波丛发产生器140及一个行驱动器150。由粗增益及模拟滤波器控制元件160所控制的放大器元件155会将感测到的信号放大并以高通滤波（high-passfiltered）方式处理。这些经增益调整、高通滤波后的信号被低通滤波器165低通滤波，接着在其被输入至可配置的数字滤波器模块（digital filtering module）180之前被可配置的ADC 170数字化。应注意者，尽管放大器元件155、粗增益及模拟滤波器控制元件160、低通滤波器165、ADC 170及可配置的数字滤波器模块180其中每一种仅显示一个，然而亦可考虑此等组件的其他配置，例如针对阵列（触控屏幕90）的每一列或行皆有一组这些组件。自数字滤波器模块180输出的信号被提供至控制器CPU 185，控制器CPU 185使用演算法协同处理器（algorithm coprocessor）190来抽取触控及/或手势信息。所得数据经外部介面195而被发送至主机控制器120。

根据下文所述的一实施例，ADC 170被定级（scaled）成仅以二个位准的一运作，即12位运作或9位运作。然而，本发明并非仅限于此一实施例。举例而言，这些ADC可被定级成以12位及10位精度运作，或以11位、9位或8位精度运作。此外，本发明并非仅限于在此二个极限值之间实施一单一定级步骤。举例而言，可在12位与8位运作极限值之间平滑地定级ADC，根据所需精度程度而以12位、11位、10位、9位或8位五个位准的任一者运作。每一位准是由一对应的功耗值表征，因此，可选择所需的最低精度来对应地使功耗最小化。

图6显示一控制ADC解析度的状态图200，其是视需要而通过在一高解析度（12位）状态205与一低解析度（9位）状态210之间切换来达成。这些状态是由粗增益及模拟滤波器控制元件160所使用的粗增益（coarse gain；CG）的值确定。粗增益运作是由以下三个因素决定：(1)输入信号的值；(2)侦测到信号削幅（clip）的频率；及(3)欲使用的特定数字滤波演算法。

首先，若输入信号的值为高，表示周围噪声为高位准，故使用一较低的粗增益值，并且因此，在增益减小的情况下，可能需要12位解析度来达成精细的信号解析度。其次，若输入信号包括会造成削幅的噪声尖峰（spike），则使用更低的增益，并且因此可能需要12位解析度。接着，端视所使用的特定噪声滤波演算法而定，可能适合高解析度或低解析度的数字化。

在图7中，用于选择恰当ADC精度的方法300是始于步骤302或步骤308。于步骤302中进行一系统重设，且随后在步骤304中检查是否具有一主机覆写信号（overridesignal）。步骤308则为正常入口点（entry point）。在进行系统重设的情形中，若侦测到一覆写信号，则控制权被传递至步骤330，且控制器在步骤340中实施被视为必要的任何其他处理。当不存在覆写信号时，则在步骤306中将预设ADC精度位准设定为12位解析度。在步骤308的更典型的正常入口点，或在上述步骤302至306之后，控制权传递至步骤310。

若在步骤310中侦测到一主机覆写信号，则控制权传递至步骤330，且控制器在步骤340中实施被视为必要的任何其他处理。若在步骤310中未侦测到主机覆写信号，则该方法在步骤312中判断该信号是否被归类为“小（small）”。若该信号未被归类为小，则在步骤314中将ADC解析度维持于12位（或者，若该方法于上一轮执行中曾于步骤328修改该位准，则设定为12位），且控制权传递至步骤330。若该信号可被归类为“小”，则在步骤316中判断是否存在明显的信号削幅（signal clipping）。若为“是”，则在步骤318中将ADC解析度维持于12位（或者，若该方法于上一轮执行中曾于步骤328修改该位准，则设定为12位），且控制权传递至步骤330。若不存在明显削幅，则在步骤320中判断所欲采用的特定滤波器演算法是否需要进入滤波器的信号具有12位解析度。若为“是”，则在步骤322中将ADC解析度维持于12位（或者，若该方法于上一轮执行中曾于步骤328修改该位准，则设定为12位），且控制权传递至步骤330。若该滤波器演算法不需要此高解析度，则在步骤324中判断该“小”信号是否已在一长的时间内一直为“小”。若为“否”，则控制传递至步骤330。若该信号已在一长的时间内一直为“小”，则在步骤326中判断自侦测到任何信号削幅时起是否已经过一长的时间间隔。若为“否”（即，若侦测到削幅相对不久），则控制权传递至步骤330。若自侦测到信号削幅时起已经过一长的时间，则在步骤328中将ADC解析度设定为9位，控制传递至330，且控制器接着在步骤340中实施被视为必要的任何其他处理。

根据一实施例，该ADC具有一12位管线式差分输入架构（pipelined differential-inputarchitecture），其具有一0.9伏的输入共模（common mode）参考位凖及一介于约0.45伏与1.35伏间的动态范围。此ADC的模拟电性特性列示于下表1中。

表1：根据一实施例的ADC电性特性

图8以方块图形式显示此一ADC的一可能的管线式架构400。该链是由11个连续的1.5位级410a至410k及末尾处的一1位快闪存储器（Flash）420组成。这些链级自输入（前端）至输出（后端）按比例缩小以节省功率及面积。由于第一级需要最高的规格，因此此等第一级中的对应电容器需要最大电容值，后续各级顺次按比例缩小。举例而言，若第一级被认为具有一比例因数1，则第二级为2/3、第三级为1/3、第四级为1/6、且第五级至第十级为1/10，且若满级（full scale）电容为1.5皮法（pF），则第一级具有C=1.5皮法、第二级具有C=1.0皮法、第三级具有C=0.5皮法、第四级具有C=0.25皮法、且第五级至第十级具有C=0.15皮法。

来自可调整的偏压产生器（bias generator）430、参考电压产生器440及非交叠时脉产生器（non-overlap clock generator）450的输入呈现于该ADC链的对应区域。正输入信号Vip及负输入信号Vin被馈入第一级410a中。来自每一级的对应正模拟输出及负模拟输出被馈入该链中的下一级。来自每一级的数字化输出信号被馈入数字电路460中，数字电路460包括延迟元件并在输出12位数字化信号之前执行数字误差校正。

图9显示该ADC的1.5位级其中之一的电路图500的一实施例。输入信号V_in被馈入至一乘法式数字转模拟转换器（multiplying digital to analog converter；MDAC）510中，此乘法式数字转模拟转换器510包括取样-保持电路（sample and hold circuitry）515、加法器（adder）520、数字转模拟转换器（digital to analog converter；DAC）525及二倍放大器530。输入信号V_in亦被馈入至一次取样模拟转数字转换器（sub-sampled analog to digitalconverter；Sub ADC）540。由二倍放大器530输出的信号被向下馈至下一级，且于次取样ADC 540与DAC 525间的一节点处提供表示来自此级的数字化输出的所需信号。

再次参照图8，可通过绕过某些级来修改所示管线式架构以达成例如9位ADC。

下表2显示由ADC的一实施例的各种方框元件所汲取的估计电流。此等数据显示，若节省功率为重要目的，则最有利的是绕过用于处理最高有效位（most significant bit）的前三级（即MSB级）。

表2：ADC方框功率估计值的一实施例

ADC方框	电流（微安）
		-级次1.5位	700
-级次1.5位	400
		-级次1.5位	250
-级次1.5位	150
		-1.5位级	700=7×100
1位Flash	20
		偏压产生器	20
参考电压产生器	600
		非交叠时脉产生器	80
数字&误差校正	30
		其他	50
总计	3.00毫安

下表3显示用于定义ADC外部介面195的接脚名称及功能说明。

表3：ADC介面定义的一实施例

图10显示用于12位运作的ADC时序图600的一实施例。图10显示一时间周期为T的时脉脉冲列610，其是起始于电源通电之时。通电（Power On）后的设定时间间隔Tsμ约为100微秒。来自一系列管道620（Pipe1至Pipe13）的信号于连续的时脉脉冲的上升缘（rising edge）被依序地馈入ADC级中，且如图所示经为时6.5T的转换潜时（conversionlatency time）被数字化，以提供在单元630中所示的位，每一位与一对应延迟640相关联。花费一额外时间1T来使这些位信号同步化。接着，这些同步化位信号D[0]至D[11]于下一时脉脉冲的下降缘（falling edge）被平行输出，俾将所有12个位在一7.5T的时间间隔内输出。该管线中的下一量测值将于随后的时脉脉冲的下降缘被输出。

图11显示用于9位运作的ADC时序图600的一实施例。为达成此较低解析度模式的运作，停用Pipe1至Pipe3，将它们的输出迫至零伏，且它们对应于这些MSB级的对应输入信号被直接地连接至Pipe4。该数字化的输出信号是由同步化位信号D[0]至D[8]构成。

应注意者，该12位模式的运作与该9位模式的运作的不同处在于各自的转换潜时。针对每一ADC位的解析度，该系统需要半个ADC时脉周期。由于该二模式皆于一上升缘产生一ADC输出结果，因此该12位模式于一上升缘开始转换，而该9位模式于一下降缘开始转换。在此二种情形中，在转换开始之前的半个ADC时脉周期，对模拟数据信号进行抽样。图12A及图12B绘示利用时序图700的二实施例来说明此等点，其分别显示12位模式与9位模式的ADC时脉脉冲列（clock pulse train）610、模拟输入信号650及ADC输出660之间的关系。

通过参阅以下设计的计算，可最佳地理解本文所揭示的这些ADC设计及运作的某些态样。

·功率、速度及精确度折衷规则：

$\mathrm{FOM}\⇔\frac{\mathrm{Power}}{2^{\mathrm{ENOB}}\×f_s}$

其中FOM表示适当的优值（Figure of Merit），ENOB为有效位数目，且f_S为抽样率。此表达式清楚地说明：(1)随有效位数目的增加，功率以指数方式增大，以及(2)功率的变化是与抽样率f_S成正比。作为一范例，考量自一4Msps（四百万样本/每秒）的抽样率及一9位解析度切换至10Msps的抽样率及一12位解析度。功率由于ENOB单独增大而以一因数2³增大，且由于抽样率单独增大而以一因数2.5增大。因此，功率实际上增大的总体因数为2³×2.5或20。此意味着若在前一情形中由ADC汲取一0.5毫安的电流，则在后一情形中需要10毫安的电流。

·热噪声：

若我们以下列公式来估算热噪声

$\stackrel{\‾}{{V_n}^2}\≈4\×\frac{\mathrm{kT}}{C}$

其中

K＝1.38×10^-23(J/K)，T＝300K；KT＝4.14×10^-21J；

我们得到

$\stackrel{\‾}{{V_n}^2}\≈4\×\frac{\mathrm{kT}}{C}=4\×\frac{4.14\×{10}^{-21}}{1.5\×{10}^{-12}}=1.104\×{10}^{-8}.\⇒\stackrel{\‾}{V_n}=105\mathrm{uV}$

并如下给出信噪失真比（signal to noise and distortion ratio；SNDR）

$\mathrm{SNDR}=\frac{{(\mathrm{FSR}/2)}^2/2}{{(\mathrm{FSR}/2^N)}^2/12+\stackrel{\‾}{{V_n}^2}}=\frac{{(1.8/2)}^2/2}{{(1.8/4096)}^2/12+1.104\×{10}^{-8}}=\frac{4.05\×{10}^7}{(1.609+1.104)}=71.7\mathrm{dB}$

其中FSR为满级范围。

·电容失配：

电容失配量

以下计算一1.5位级的有益增益表达式：

$V_o=(1+\frac{C_s}{C_f})\·V_i-D\left(i\right)\·\left(\frac{C_s}{C_f}\right)\·V_R-\frac{1}{A}(1+\frac{C_s}{C_f})\·V_o;$

其中Vi为输入电压；VR为参考电压；VO为输出电压；D(i)=-1、0、+1；A为运算放大器（op-amp）增益，CS为样本电容器的电容且Cf为回馈电容器的电容。

采用以下定义，

$\mathrm{if}{C}_f=C,C_s=(1+\mathrm{\α})C,\frac{C_s}{C_f}=(1+\mathrm{\α}),\mathrm{\α}=\frac{C_s-C_f}{C_f}=\frac{\mathrm{\ΔC}}{C}$

V_o＝(2+α)·V_i-D(i)(1+α)·V_R-(2+α)·V_o/A

V_o＝{2V_i-D(i)·V_R}+{α(V_i-D(i)·V_R)-(2+α)·V_o/A}

最后的表达式显示，输出电压VO可被视为是由理想信号与二误差项构成，前者起因于电容器失配，而后者起因于运算放大器的有限增益。

1)电容器失配量：

$\mathrm{\&alpha;}(V_i-D\left(i\right)\&CenterDot;V_R)=\mathrm{\&alpha;}{V}_{\mathrm{FS}}<1\mathrm{LSB}\&DoubleRightArrow;\mathrm{\&alpha;}<{1/2}^{12}=0.024\%;$

2)运算放大器增益：

$(2+\mathrm{\&alpha;})\&CenterDot;V_o/A<\frac{1}{4}\mathrm{LSB}\&DoubleRightArrow;2V_o/A<\frac{1}{4}\mathrm{LSB}\&DoubleRightArrow;A>8V_o\&CenterDot;2^N/V_{\mathrm{FS}}\&ap;2^{N+3}=90.3\mathrm{dB}$

显然的，根据一实施例，该级增益(stage gain)最佳地是由电容器C_s对C_f之比来决定。因此，为确保一增益的精确度至少为12位以上，对于管线中的第一级，C_s与C_f必须以至少12位精确度或在0.02％内匹配。为获得至少0.01％的匹配，使用一高品质电容器，例如一金属-绝缘-金属(Metal-Insulator-Metal；MIM)电容器。若恰当地设计布局，则MIM电容器可达成0.01％以内的匹配。

·光圈抖动(Aperture Jitter)：

由抖动所引起的误差电压V_err以下列公式表示：

V_err=A·2πf_int_a

其中f_in为输入信号频率，且t_a为光圈抖动时间。

信噪比(signal to noise ratio；SNR)由以下公式表示：

$\mathrm{SNR}=20\log \frac{A}{V_{\mathrm{err}}}=-20\log \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{in}}{t}_a\right)$

其中

t_a＝10-SNR/20/(2πf_in)。

举例而言，

若SNR＝72dB，则 $t_a<{10}^{-72/20}/(2\mathrm{\&pi;}\&times;0.2\&times;{10}^6)=\frac{39.97}{0.2}\mathrm{pS}\&ap;200\mathrm{pS}$

或者，作为另一范例，

若SNR＝80dB，则 $t_a<{10}^{-80/20}/(2\mathrm{\&pi;}\&times;0.2\&times;{10}^6)=\frac{15.91}{0.2}\mathrm{pS}\&ap;80\mathrm{pS}$

本文所揭示的实施例的各种态样是使用于Avago

AMRI-5200控制器，针对该Avago

AMRI-5200控制器，一篇日期为2011年4月20日且名称为“AMRI-5200低功率10-触控控制器(AMRI-5200 Low-Power 10-Touch Controller)”的对应初步产品数据表(Preliminary Product Data Sheet)与本案的美国相应案在同一日期提交至美国专利暨商标局，且该初步产品数据表以引用方式全文倂入本文中。

除上文所揭示实施例外，亦可设想出本发明的各种实施例。上述实施例应被视为本发明的实例，而非对本发明范围的限制。除本发明的上述实施例外，在阅读本详细说明及附图后将知，本发明亦存在其他实施例。因此，本文未明确阐述的本发明上述实施例的许多组合、排列、改变及润饰将仍然归属于本发明范围内。

Claims (38)

1.一种电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述电容式触控屏幕或触控面板系统包括：

一触控屏幕，包括多个第一导电性驱动电极以及多个第二导电性感测电极，所述这些第一导电性驱动电极排列成多个列或行，所述这些第二导电性感测电极则相对于所述这些第一导电性驱动电极的所述这些列或行成一角度排列成多个列或行，在所述这些第一导电性驱动电极与所述这些第二导电性感测电极相交处具有所述这些第一导电性驱动电极与所述这些第二导电性感测电极间的多个互电容，当一使用者的一或多个手指或触控装置靠近时，所述这些互电容发生变化；

一驱动电路，可操作地连接至所述这些第一驱动电极；

一感测电路，可操作地连接至所述这些第二感测电极，并配置为自所述这些第二感测电极感测输入信号；以及

一控制器，可操作地连接至所述这些第一驱动电极及所述这些第二感测电极，所述控制器包括一模拟转数字转换器ADC，所述ADC被配置为以一第一模式及一第二模式运作，所述第一模式的特征在于一第一解析度，所述第一解析度具有一第一数目的ADC位且一第一功耗位准与其相关联，所述第二模式的特征在于一第二解析度，所述第二解析度具有一第二数目的位且一第二功耗位准与其相关联，所述ADC于所述控制器的控制下运作并被配置成所述第一数目的位大于所述第二数目的位且所述第一功率位准大于所述第二功率位准，所述控制器在所述感测电路、所述ADC及所述控制器其中的一侦测到低射频RF噪声状态时，使所述ADC自以所述第一模式运作切换成以所述第二模式运作。

2.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，低RF噪声状态是由介于0毫伏与1毫伏之间的输入信号表示。

3.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述ADC被配置为以所述第一模式或所述第二模式运作。

4.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述控制器被配置为在所述触控屏幕或触控面板系统启动时使所述ADC以所述第一模式运作作为一预设模式。

5.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述控制器被配置为在所述触控屏幕或触控面板系统启动时使所述ADC以所述第一模式运作作为一预设模式，除非自一主机处理器接收到一覆写信号，且所述主机处理器可操作地连接至所述控制器。

6.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述控制器被配置为在所述感测电路、所述ADC及所述控制器其中的一侦测到高RF噪声状态时使所述ADC以所述第一模式运作。

7.如权利要求6所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，高RF噪声状态是由介于0毫伏与10毫伏之间的输入信号表示。

8.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述控制器用以在所述感测电路、所述ADC及所述控制器其中的一侦测到输入信号被削幅的一频率超过一预定门槛值时使所述ADC以所述第一模式运作。

9.如权利要求8所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述预定门槛值对应于一超过二个被削幅信号/每秒的频率。

10.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述控制器用以在所述感测电路、所述ADC及所述控制器其中的一侦测到噪声尖峰时使所述ADC以所述第一模式运作。

11.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述ADC包括一管线式差分输入架构。

12.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，当所述ADC以所述第一模式运作时，其最高有效位级被分流。

13.如权利要求12所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，当所述ADC以所述第一模式运作时，所述ADC的所述这些最高有效位级的输出被迫至零伏。

14.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述ADC所提供的输出出现于时钟脉冲的下降缘。

15.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述ADC所提供的输出出现于时钟脉冲的上升缘。

16.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述ADC的所述第一模式对应于其10位运作。

17.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述ADC的所述第二模式对应于其9位运作。

18.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述ADC的所述第二模式对应于其8位运作。

19.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述ADC的所述第一模式对应于其12位运作。

20.如权利要求1所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述触控屏幕或触控面板系统被包括于一便携式装置中。

21.如权利要求20所述的电容式触控屏幕或触控面板系统，其特征在于，所述便携式装置为一移动电话。

22.一种操作一电容式触控屏幕或触控面板系统的方法，其特征在于，所述电容式触控屏幕或触控面板系统包括一触控屏幕、一驱动电路、一感测电路及一控制器，所述触控屏幕包括多个第一导电性驱动电极以及多个第二导电性感测电极，所述这些第一导电性驱动电极排列成多个列或行，所述这些第二导电性感测电极则相对于所述这些第一导电性驱动电极的所述这些列或行成一角度排列成多个列或行，在所述这些第一导电性驱动电极与所述这些第二导电性感测电极相交处具有所述这些第一导电性驱动电极与所述这些第二导电性感测电极之间的多个互电容，当一使用者的一或多个手指或触控装置靠近时，所述这些互电容发生变化，所述驱动电路可操作地连接至所述这些第一驱动电极，所述感测电路可操作地连接至所述这些第二感测电极并用以自所述这些第二感测电极感测输入信号，所述控制器可操作地连接至所述这些第一驱动电极及所述这些第二感测电极，所述控制器可操作地连接至所述这些第一驱动电极及所述这些第二感测电极，所述控制器包括一模拟转数字转换器ADC，所述ADC被配置为以一第一模式及一第二模式运作，所述第一模式的特征在于一第一解析度，所述第一解析度具有一第一数目的ADC位及一第一功耗位准与其相关联，所述第二模式的特征在于一第二解析度，所述第二解析度具有一第二数目的位及一第二功耗位准与其相关联，所述ADC是于所述控制器的控制下运作并被配置成所述第一数目的位大于所述第二数目的位且所述第一功率位准大于所述第二功率位准，所述方法包括下列步骤：

在所述感测电路、所述ADC及所述控制器其中之一侦测到低射频RF噪声状态时，使所述ADC自以所述第一模式运作切换成以所述第二模式运作。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，低RF噪声状态是由介于0毫伏与1毫伏之间的输入信号表示。

24.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法更包括下列步骤：

在所述触控屏幕或触控面板系统启动时，所述ADC以所述第一模式运作作为一预设模式。

25.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法更包括下列步骤：

在所述触控屏幕或触控面板系统启动时，所述ADC以所述第一模式运作作为一预设模式，除非自一主机处理器接收到一覆写信号，且所述主机处理器是可操作地连接至所述控制器。

26.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法更包括下列步骤：

在所述感测电路、所述ADC及所述控制器其中之一侦测到高RF噪声状态时，所述ADC以所述第一模式运作。

27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，高RF噪声状态是由介于0毫伏与10毫伏之间的输入信号表示。

28.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法更包括下列步骤：

在所述感测电路、所述ADC及所述控制器其中之一侦测到输入信号被削幅的一频率超过一预定门槛值时，所述ADC以所述第一模式运作。

29.如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述预定门槛值对应于一超过约二个被削幅信号/每秒的频率。

30.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法更包括下列步骤：

在所述感测电路、所述ADC及所述控制器其中之一侦测到噪声尖峰时，所述ADC以所述第一模式运作。

31.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法更包括下列步骤：

当所述ADC以所述第一模式运作时，所述ADC的最高有效位级被分流。

32.如权利要求22所述的方法，其特征在于，当所述ADC以所述第一模式运作时，将所述ADC的最高有效位级的输出迫至零伏。

33.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法更包括下列步骤：

于时钟脉冲的下降缘自所述ADC提供输出。

34.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述方法更包括下列步骤：

于时钟脉冲的上升缘自所述ADC提供输出。

35.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述ADC的所述第二模式对应于其10位运作。

36.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述ADC的所述第二模式对应于其9位运作。

37.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述ADC的所述第二模式对应于其8位运作。

38.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述ADC的所述第一模式对应于其12位运作。

Images