CN102754358B - “多入多出”(“mimo”)系统中选择预编码矩阵的方法 - Google Patents

Abstract

一种选择将在包含发射器（105）、接收器（115）和通信信道（110）的MIMO通信系统中使用的预编码矩阵的方法，其中预编码矩阵被发射器用于对将通过通信信道传送给接收器的码字预编码。在接收器，根据与接收信号层的功率相关的度量，确定预编码矩阵的码本内的最佳预编码矩阵。随后从接收器向发射器反馈可用于使发射器能够从码本中选择最佳预编码矩阵的指示。

Description

“多入多出”(“MIMO”)系统中选择预编码矩阵的方法

技术领域

本发明涉及采用预编码技术的“多入多出”(“MIMO”)通信系统的领域。更具体地说，本发明涉及最佳的预编码矩阵的选择方法。

背景技术

预编码是一种使多天线系统对秩亏信道更鲁棒，并以接收机复杂度的有限的增加提供改善的性能的有吸引力的方案。

本质上，线性预编码是通过相乘矩阵(称为“预编码矩阵”)的分层信号(待通过MIMO传输信道传送)实现的。“分层信号”是由通过多个天线在无线电信道上并行传送的一层或多层构成的信号，并且其中每层代表独立的数据流。下面，术语“流”通常用作层的同义词。

最佳预编码矩阵是根据通常只在接收器处可用的信道状态信息(CSI)。从而，为选择最佳预编码矩阵所需的信息必须通过一般在数据速率方面受限的反馈通信链路或信道被反馈给发射器。

预编码矩阵选自接收器和发射器双方已知的预编码矩阵的有限集合，所述有限集合被称为“码本”。接收器根据当前CSI从码本中选择最佳预编码矩阵，并且通过反馈信道将所选矩阵的二进制索引发送给发射器。矩阵索引被表示成预编码矩阵索引(PMI)。

线性预编码用在新近的无线通信系统，比如3GPP(第三代合作伙伴计划)中目前正在标准化的LTE(长期演进)系统，和WiMAX(微波接入全球互通)系统中。例如，就LTE系统来说，线性预编码以码本为基础，既可用于单层传输的情况，又可用于多层传输的情况(即，在空间复用的情况下，在MIMO通信系统中使用的从多个发射天线中的每个发射天线传送独立的并且分别编码的数据信号(所谓的“码字”)的传输技术；从而空间维度被重用或者说复用不止一次)。术语“码字”指的是在自适应调制和编码(AMC)过程的控制下，被独立编码和调制的数据流。在诸如LTE之的实际系统中，码字的数目局限于n_CW＝2，因为它代表可达到的性能和系统复杂度之间的良好折衷。在编码和调制之后，在层映射块中，n_CW个码字被映射在n_lay≥n_CW个层中。在码字的数目等于层数(即，n_CW＝n_lay)的情况下，最简单的映射规则可以是一一映射)。通常，当层数大于码字的数目(即，n_lay＞n_CW)时，层映射块起将一个码字映射到两层或更多层的解复用器的作用。

根据当前CSI，在用户设备(UE)进行最佳预编码矩阵的选择。在UE处实现的选择标准未被标准化，从而可由特定UE制造商优化，以便得到性能和复杂度之间的最佳折衷。

就基于MIMO-OFDM(正交频分复用)的系统来说，归因于信道的频率选择，必须对每个子载波，或者至少对每组相邻的子载波提供PMI反馈。这意味信令开销会变得相当大，从而，研究了几种方法，以通过利用例如相邻子载波上的最佳预编码矩阵的相关性，减少这种反馈。

在MIMO通信系统中应用预编码的一个重要方面是将在接收器处用于根据当前CSI选择最佳预编码矩阵的适当选择函数的定义。通常，选择函数取决于接收器种类，取决于构成码本的预编码矩阵的特性，还取决于由所述函数最大化或最小化的度量(例如，误码率(BER)，信噪比(SNR)，在接收器处的星座的最小距离、容量、实际秩等)。

文献中，存在可在酉预编码的情况下使用的选择函数的若干例子。在D.J.Love，R.W.Heath，Jr.的“Limited Feedback UnitaryPrecoding for Spatial Multiplexing Systems”(IEEE Transactions OnInformation Theory，Vol.51，No.8，2005年8月)中提供了一种示例性函数。具体地说，在该参考文献中，指出一种可能的预编码选择函数S是在多层(即，n_lay＞1)的传输情况下，使在最弱层的空间解复用之后最大化SINR的预编码选择函数。利用公式，该选择标准可被表述成如下所示：

$\underset{=m}{F}=\underset{j\∈\{\mathrm{1,2},..,M\}}{\max }\left\{\min ({\mathrm{SNR}}_1^{\left(j\right)},{\mathrm{SNR}}_2^{\left(j\right)},..,{\mathrm{SNR}}_{n_{\mathrm{lay}}}^{\left(j\right)})\right\}$

其中最佳预编码矩阵的选择要求计算n_lay个接收层中的每个接收层的SINR(信号与干扰加噪声比)。这种计算涉及必须对码本中的每个矩阵重复(即，重复M次，如果M是属于该码本的预编码矩阵的数目)，和对每个子载波或每组相邻子载波重复(即，重复N_SC次，如果N_SC是使用的子载波的数目)的大小为n_lay×n_lay的复矩阵的求逆。这种矩阵求逆在用户终端处涉及相当大的计算负荷，尤其是当传送的层数大于2(即，n_lay＞2)时更是如此。另外，就线性接收器来说，可获得在空间解复用之后的SINR的数学表达式，比如MMSE(最小均方差)或者ZR(迫零)，不过对其它空间解复用算法来说，很难确定对应的数学表达式。

在WO 2006/023832中提供了选择函数的另一个例子，其中描述了一种通过利用由酉矩阵构成的码本提供闭环传输预编码的方法。另外在这种情况下，预编码矩阵的选择以其中在P个接收流中，在码本中矩阵的范围内，使最小的SINR值最大化的最弱流最大化为基础。

US 20080188190描述一种多秩波束形成(MRBF)方案，其中估计下行链路信道，并相应地确定将由MRBF发射器使用的最佳预编码矩阵。最佳预编码矩阵选自具有递归结构的矩阵的码本，所述递归结构便于有效地计算最佳预编码矩阵和对应的SINR。码本还享有较小的存储空间。归因于计算效率和适度的内存需求，最佳预编码确定可以在用户设备(UE)处进行，并且通过有限的上行链路信道传送给发射基站，以便通过下行链路信道实现。

通常，当SINR和/或实际秩降低时，自适应MIMO系统自动从空间复用切换成其它MIMO技术。适合于低SINR值的技术的一个例子是空时编码(STC)。不过，在真实的通信系统中，自适应过程可能受误差和/或延迟影响，于是，在低SINR区域中不是最佳的选择函数可能导致不希望的性能退化。

发明内容

申请人已经注意到基于最弱流最大化的选择函数在自适应MIMO系统很将可能利用空间复用技术的高SINR区域中是最佳的。在低SINR区域中，最弱流最大化标准并非最佳，并且与没有预编码的系统相比可提供的性能较低。

申请人从而注意到需要一种在酉预编码情况下适用，并且对于SINR和实际秩的较低值和较高值都提供性能增益的预编码矩阵选择函数。此外，这种选择函数应简单，以便避免通常在接收器(用户终端)处难以实现的复杂计算，比如矩阵求逆。

申请人还注意到预编码矩阵的选择对最佳AMC状态(自适应调制和编码，即，将用于每个传送的码字的最佳调制和编码方案)的选择有较强的影响，从而还需要一种选择预编码矩阵和AMC状态的综合方法。

本发明试图通过定义一种预编码矩阵选择函数解决上述问题，对于SINR和实际秩的较低值，所述预编码矩阵选择函数也带来性能改善，从而即使MIMO自适应过程受误差和/或延迟影响，也避免任何性能退化。

本质上，按照本发明的实施例，提出一种方法，其中在第一步骤中，根据与在空间解复用之前的各个接收层的功率相关的度量，确定最佳预编码矩阵。在第二步骤中，通过利用在第一步骤中选择的预编码矩阵，计算空间解复用之前的每个接收层的瞬时SINR，并且确定将用于每个所述码字的最佳调制和编码方案(MCS)。

按照本发明的一个方面，提供一种用于选择将在包含发射器、接收器和通信信道的MIMO通信系统中使用的预编码矩阵的方法，其中预编码矩阵被发射器用于预编码将通过通信信道传送给接收器的码字。

所述方法包括：

-在接收器，确定预编码矩阵的码本内的最佳预编码矩阵，所述确定是根据与接收信号层的功率相关的度量进行的，和

-从接收器向发射器反馈可用于使发射器能够从码本中选择最佳预编码矩阵的指示。

有利的是，确定最佳预编码矩阵的所述步骤是在空间解复用接收信号层之前对接收信号层进行的。

所述方法可还包括使接收器利用所确定的最佳预编码矩阵，为每个所述码字确定要用于所述码字的相应最佳信道质量指示符，和从接收器向发射器反馈所确定的信道质量指示符的指示，所述所确定的信道质量指示符用于使发射器能够选择要用于每个所述码字的最佳调制和编码方案。

所述确定最佳预编码矩阵可包括从码本中选择各个接收层的功率的乘积被最小化的预编码矩阵。

所述确定最佳信道质量指示符可包括计算每个接收码字的瞬时信号与干扰加噪声比。

特别地，所述计算每个接收码字的瞬时信号与干扰加噪声比可包括计算在空间解复用之前的每个接收层的瞬时信号与干扰加噪声比。

所述确定最佳信道质量指示符可包括设定信号与干扰加噪声比的阈值，并且比较计算的信号与干扰加噪声比和所述阈值。所述阈值优选是根据预定参数，比如发射器的发射天线之间的相关系数，接收器的接收天线之间的相关系数，接收器相对于发射器的移动速度之中的至少一个的计算值，由接收器动态计算的。

作为替代地，所述确定最佳预编码矩阵可包括：

-对于码本中的每个预编码矩阵，计算在空间解复用之前的每个接收码字的瞬时信号与干扰加噪声比；

-选择使每个接收码字的吞吐量最大化的信道质量指示符；

-计算接收码字的吞吐量之和；和

-选择使计算的吞吐量之和最大化的最佳预编码矩阵。

这种情况下，所述方法可还包括选择使计算的吞吐量之和最大化的最佳信道质量指示符。

对每组子载波，优选地重复上面的操作。

本发明的另一个方面涉及配置成实现按照前述任意之一所述的方法的MIMO接收器。

附图说明

根据可能的发明实施例的以下详细说明，本发明的这些和其它特征和优点将变得明显；参考附图将极好地理解以下说明，附图中：

图1表示使用预编码的示例性MIMO通信系统的简化框图；

图2A和2B是按照本发明的实施例的方法的一些步骤的流程图；

图3利用作为每个码字的瞬时SINR的函数的吞吐量，描述3种示例性AMC状态的一个码字的性能的示例性曲线；和

图4是按照本发明的备选实施例的方法的流程图。

具体实施方式

图1表示使用预编码的示例性MIMO通信系统100的简化方框图。MIMO通信系统100包括发射器105、MIMO通信信道110和接收器115。例如，发射器105可以是例如遵守LTE标准的蜂窝电话网络的基站，而接收器可以是用户设备(UE)。

下面，为了简单起见，将提及具有n_T个发射天线120和n_R个接收天线125，传送n_lay≤min(n_T，n_R)个并行数据层的窄带MIMO系统。就利用OFDM(正交频分复用)技术的宽带通信系统来说，当涉及一般化的子载波时，窄带信号建模也适用。

图1的MIMO通信系统被设计用于传送一定数目n_CW的码字130。在编码和调制块135中进行编码和调制之后，在层映射块140中将该n_CW个编码和调制的码字130映射到n_lay个层。在码字的数目等于层数(即，n_CW＝n_lay)的情况下，最简单的映射规则可以是一一映射。通常，当层数n_lay大于码字的数目n_CW(即，n_lay＞n_CW)时，层映射层140起将一个码字映射到两层或更多层上的解复用器的作用。

在层映射过程之后，在预编码块145中，各层被乘以预编码矩阵在预编码块145的输出端的n_T个信号随后在块150中被从数字转换成模拟的、被滤波且上变频到射频(RF)，随后由n_T个天线120通过MIMO无线电信道110辐射。应注意发射天线120的数目通常等于或大于层数(即，n_T≥n_lay)。

在接收器115，信号被n_R个接收天线125接收，在块155，接收信号从RF被下变频、被滤波且从模拟转换成数字，随后在块160，根据在信道估计块165中进行的信道估计，它们被空间解复用。块170随后进行层解映射过程，并且码字随后在块175中被解调和解码。根据在块165中进行的信道估计，接收器115在反馈信道180上把预编码矩阵索引(PMI)回送给发射器105，PMI被发射器105用于从码本中选择待使用的预编码矩阵。接收器115通过反馈信道180向发射器105不仅回送PMI，而且还回送其它反馈信息，尤其是CQI(信道质量指示符)。CQI代表应该用于相应的码字以便达到接收信号质量的预定水平的最佳调制和编码方案(MCS)，例如，像在许多系统中那样，所述接收信号质量的预定水平被设定成等于10％的目标BLER(块差错率)。

在下面提供的数学描述中，向量带有下划线，并用黑体字表示。矩阵带有双下划线，并用黑体字表示。符号(·)^T和(·)^H分别表示转置运算和共轭转置运算。

在离散时刻n的信号模型由下面的公式给出：

$\underset{\‾}{y}\left[n\right]=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\left[n\right]\·\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\left[n\right]\·\underset{\‾}{s}\left[n\right]+\underset{\‾}{v}\left[n\right]$ 式(1)

其中是在空间解复用块160的输入端的接收信号向量，是加性噪声加干扰向量，是在层映射层140的输出端的数据向量，是MIMO信道矩阵，而是取自码本的一般化的预编码矩阵。码本用表示，由M个矩阵元素构成，其中M被表示成码本大小：

式(2)

下面，假定传送的信号向量被归一化，以致总发射功率等于噪声向量v的元是具有零均值和方差N₀的复高斯变量，而信道矩阵的元是具有零均值和单一方差的复高斯变量。信道矩阵是在接收器115，利用与数据符号一起传送的适当训练序列估计的。

另外，由在发射器105处应用的预编码矩阵和实际传播信道的级联形成的等效信道也被表示成等效信道矩阵等效信道矩阵的大小为n_R×n_lay，它提供在发射器105处的n_lay层到n_R个接收信号的映射。

这里作为例子的LTE系统使用由酉矩阵构成的码本这些矩阵还被设计成使不同天线发射的平均功率保持均衡。在数学中，酉矩阵是满足以下条件的n×n复矩阵

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}}^H\·\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}}^H=\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}$ 式(3)

其中是n×n单位矩阵。

酉预编码矩阵的使用是可达到的性能和实现复杂度之间的良好折衷，不过限制了在接收器115处能够使用的可能的预编码矩阵选择函数S。

例如，不能使用以等效信道矩阵的行列式为基础的任何标准。回想Binet定理，并且想起酉矩阵具有单模数的行列式，能够写出：

$\left|\det (\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\·\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}})\right|=\left|\det \left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\right)\right|\·\left|\det \left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\right)\right|=\left|\det \left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\right)\right|,$ 其中 $\left|\det \left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\right)\right|=1$ 式(4)

其中符号|c|表示复数c的模数，是矩阵的行列式。

类似地，基于奇异值λ_i的任何标准不适用，因为酉预编码矩阵不更改信道矩阵的奇异值。回想一般化的矩阵的奇异值是的特征值，从而：

${\mathrm{\λ}}_i=\mathrm{eig}({\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_{\mathrm{eq}}\·{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_{\mathrm{eq}}^H)=\mathrm{eig}[\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\·\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{(\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\·\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}})}^H]=\mathrm{eig}[\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\·\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}{\·\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}}^H\·{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}^H]=\mathrm{eig}[\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\·{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}^H]$ 式(5)

其中函数eig(·)计算特征值，且i＝1，2，...，r，其中r是信道矩阵的秩。

根据理论，已知当在发射器105缺乏信道知识时，MIMO信道110的容量由以下表达式给出：

$C=\underset{i=1}{\overset{r}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_S}{n_T{N}_0}{\mathrm{\λ}}_i)$ 式(6)

公式(6)把MIMO信道110的容量表述成分别具有功率增益λ_i和发射功率ε_S/n_T的r个SISO(单入单出)信道的容量之和。不过，不能使用基于MIMO信道容量的任何预编码矩阵选择函数S，因为该度量不受酉预编码影响。

类似地，单独获得的实际秩不适于作为选择度量。实际秩通常被定义成最小的奇异值和最大的奇异值之间的比值：

$\mathrm{prank}=\frac{\underset{i}{\min }\left({\mathrm{\λ}}_i\right)}{\underset{i}{\max }\left({\mathrm{\λ}}_i\right)}$ 式(7)

实际秩包含在区间[0；1]中，较低值指示不适合用于空间复用传输的条件较差的MIMO信道110，而接近于1的值指示适合于多个并行数据流的传输的良好MIMO信道110。不过，归因于在公式(5)中给出的关系，酉预编码操作也不更改实际秩。

重新参见图1，在系统100中，MIMO发射器105生成n_CW个码字130。在MIMO术语中，一个“码字”代表在AMC(自适应调制和编码)过程的控制下被独立编码和调制的一个数据流。每个码字在MIMO发射器105内利用适当的信道编码器(即，卷积、turbo码、LDPC等)被编码，以使数据免于出错，随后按照公知的方案，比如QPSK、16-QAM、64-QAM等被调制。

如上所述，在诸如LTE之类的系统中，码字的最大数目等于n_CW＝2。

码字被映射到n_lay个层(在方框140)。最简单的映射规则对应于一个码字被映射到一层的一一映射。当层数n_lay大于码字的数目(即，n_lay＞n_CW)时，一个码字也可被映射到两层或更多层。这种情况下，最简单的映射规则是码字在不同层上解复用或串并转换。

该n_lay个层随后在预编码器(块145)中被乘以矩阵从而提供n_T≥n_layers个信号，所述n_T≥n_layers个信号从数字被转换成模拟，上变频成射频(RF)，然后由n_T个发射天线辐射(块150)。n_T个传送信号通过用矩阵模拟的MIMO无线电信道110传播，并被在接收器115处的n_R个接收天线125接收。

MIMO接收器115进行空间解复用，并分离当通过信道110传播时被混合的原始n_lay个传送层。例如，MIMO接收器115可以借助于MMSE(最小均方差)空间解复用算法实现，MMSE空间解复用算法将接收信号向量y乘以解复用矩阵解复用矩阵的大小为n_lay×n_R，并由下式给出：

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{G}}}_{\mathrm{MMSE}}=\sqrt{\frac{n_T}{{\mathrm{\ϵ}}_S}}\·{({\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_{\mathrm{eq}}^H{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_{\mathrm{eq}}+\frac{n_T{N}_0}{{\mathrm{\ϵ}}_S}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_{n_{\mathrm{lay}}})}^{-1}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_{\mathrm{eq}}^H$ 式(8)

其中，公式(8)中的是与在发射器一侧使用的预编码矩阵对应的等效信道矩阵。n_lay个接收层从而由下面的公式表述：

$\underset{\‾}{\overset{^}{s}}={\underset{\‾}{\underset{\‾}{G}}}_{\mathrm{MMSE}}\·\underset{\‾}{y}$ 式(9)

上面说明的MMSE接收器115只是一个例子，本发明并不仅仅局限于MMSE接收器。提出的选择最佳预编码矩阵和AMC状态的方法也可适用于其它接收器种类，比如迫零(ZF)，连续干扰消除接收器(例如，V-BLAST)或者最大似然接收器(例如QRD-M)。

为了说明本发明的原理，参考具有n_T个发射天线和n_R个接收天线的n_T×n_R MIMO系统，比如图1中所示的系统100。另外假定系统产生被映射到n_lay个层的n_CW个码字。

图2A和2B中给出了按照本发明的一个实施例的方法的流程图。

所述方法的第一步骤是计算在空间解复用块160的输入端的每一层的功率。所述计算是在接收器115进行的，并且对码本中的M个预编码矩阵中的每一个重复所述计算。首先，计算等效信道矩阵(图2A的流程图中的方框205)。如前所述，等效信道矩阵把在发射器105处的各层映射到n_R个接收信号。随后，计算在接收器115处的各层的功率(图2A的流程图中的方框210)。第k个接收层的功率等于等效信道矩阵的第k列中的各个元素的平方和。就n_lay＝n_R＝2的MIMO 2×2系统来说，等效信道矩阵具有下面所示的结构：

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}_{\mathrm{eq}}^{\left(j\right)}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\·{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}}_j=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(j\right)}& h_{12}^{\left(j\right)}\\ h_{21}^{\left(j\right)}& h_{22}^{\left(j\right)}\end{array}\right],$ 其中1≤j ≤M    式(10)

第一接收层和第二接收层的功率从而等于：

$\begin{array}{c}{p}_1^{\left(j\right)}={\left|h_{11}^{\left(j\right)}\right|}^2+{\left|h_{21}^{\left(j\right)}\right|}^2\\ p_2^{\left(j\right)}={\left|h_{12}^{\left(j\right)}\right|}^2+{\left|h_{22}^{\left(j\right)}\right|}^2\end{array}$ 其中l≤j≤M    式(11)

通常，对具有n_lay层的n_T×n_R MIMO系统来说，在用户设备接收器115处的第k层的功率可被表示成：

$p_k^{\left(j\right)}={\left|h_{1k}^{\left(j\right)}\right|}^2+{\left|h_{2k}^{\left(j\right)}\right|}^2+..+{\left|h_{n_{R}k}^{\left(j\right)}\right|}^2,$ 其中 $\begin{array}{c}1\≤j\≤M\\ 1\≤k\≤n_{\mathrm{lay}}\end{array},$ 式(12)

按照本发明的一个实施例，最佳预编码矩阵被选为使在空间解复用块160的输入端测量的接收层的功率之积最小化的预编码矩阵。在公式中，这可表示成如下所示：

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}}_m=\underset{j\∈\{\mathrm{1,2},..,M\}}{\min }\{p_1^{\left(j\right)}\·p_2^{\left(j\right)}\·..\·p_{n_{\mathrm{lay}}}^{\left(j\right)}\}$ 式(13)

随后选择码本中的第m个预编码矩阵(图2A的流程图中的方框215)，作为按照在公式(13)中给出的标准的最佳预编码矩阵。

在最佳预编码矩阵的选择之后，随后能够计算在空间解复用块160的输入端的n_lay个接收层的信号与干扰加噪声比(SINR)(图2A的流程图中的方框220)。接收层的SINR被表示成(其中k是层索引)，并被表示成如下所示：

${\mathrm{SINR}}_{k,\mathrm{layer}}^{\left(m\right)}=\frac{p_k^{\left(m\right)}}{p_{\mathrm{noise}}},$ 其中1≤k≤n_lay       式(14)

其中p_noise是可借助在导频子载波上传送的适当训练序列估计的在空间解复用块160的输入端的噪声加干扰功率。p_noise的测量可最终被计算成n_R个接收天线上的平均值。

利用公式(14)计算的n_lay个接收层的SINR值随后被用于确定AMC状态，所述AMC状态又代表将用于每个码字，以使瞬时吞吐量最大化的最佳调制和编码方案。在诸如LTE之类的系统中，AMC状态被映射到表示成信道质量指示符(CQI)的指示符上，CQI由接收器115作为反馈(通过反馈信道180)提供给发射器105。CQI通常是在利用调制和信道编码率描述的传输格式的参考集内具有一一映射的整数。

一种确定AMC状态或CQI的方法包括确定一组SINR阈值，其指示其中就诸如吞吐量、BLER之类的特定无线电质量参数而论，特殊的AMC状态最佳的SINR值的范围。

利用公式(14)计算的n_lay个接收层的SINR值用于确定n_CW个码字的SINR(图2B的流程图中的方框230)。在一层被映射到一个码字的一一映射的情况下，第k层的SINR简单地等于第k个码字的SINR。通过把第k个码字的SINR表示成能够写出：

${\mathrm{SINR}}_{k,\mathrm{CW}}^{\left(m\right)}={\mathrm{SINR}}_{k,\mathrm{layer}}^{\left(m\right)},$ 其中1≤k≤n_lay         式(15)

当一个码字被映射到两层或更多层时，应使用一些变换函数。例如，如果第u个码字被映射到p个相邻层上，那么平均值代表一个可能的映射函数：

${\mathrm{SINR}}_{u,\mathrm{CW}}^{\left(m\right)}=\frac{1}{p}\·\underset{l=l_0}{\overset{l=l_0+p-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SINR}}_{l,\mathrm{layer}}^{\left(m\right)},$ 其中1≤u≤n_Cw       式(16)

另外，可以使用有效SINR，以便把各层的SINR映射到对应的码字。在这种情况下，第u个码字的SINR可被表示成如下所示：

${\mathrm{SINR}}_{u,\mathrm{CW}}^{\left(m\right)}=\exp \left(\underset{l=l_0}{\overset{l=l_0+p-1}{\mathrm{\Σ}}}\ln (1+{\mathrm{SINR}}_{l,\mathrm{layer}}^{\left(m\right)})\right),$ 其中1≤u≤n_CW    式(17)

上面提及的SINR阈值通常是诸如信道相关性和用户终端速度之类的几个参数的函数。从而计算相关系数(图2B的流程图中的方框235)。在接收器115可利用在导频子载波上传送的训练序列，估计信道相关性。例如，可以利用在接收器115已知的信道矩阵的元素，计算两个发射天线120或两个接收天线125之间的相关性。通过如下表示信道矩阵

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}=\left[\begin{array}{cccc}{c}_{11}& c_{12}& ..& c_{{1n}_T}\\ c_{21}& ..& ..& C_{{2n}_T}\\ ..& & & ..\\ c_{n_{R}1}& & & c_{n_R{n}_T}\end{array}\right]$ 式(18)

可以如下计算第p个发射天线120和第q个发射天线120之间的衰落相关性

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{TX}}^{\left(\mathrm{pq}\right)}=E\left\{c_{\mathrm{rp}}{c}_{\mathrm{rq}}^{*}\right\},$ 其中1≤r≤n_R    式(19)

按照相似的方式，可以如下计算第p个接收天线和第q个接收天线之间的衰落相关性

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{RX}}^{\left(\mathrm{pq}\right)}=E\left\{c_{\mathrm{pt}}{c}_{\mathrm{qt}}^{*}\right\},$ 其中1≤t≤n_T    式(20)

在实际的接收器实现中，统计均值E{.}可以被替换成信道矩阵的后续实现的时间均值。从而可以认为接收器115能够估计代表在MIMO系统100的发射器105和接收器115的相关性水平的两个指示符ρ_TX和ρ_RX。这些指示符可以用适当数目的等级(例如，低相关性，中等相关性，高相关性)来量化，并且ρ_TX和ρ_RX的每对值可用于选择用于确定每个码字的CQI的SINR阈值的适当集合。

通常，无线电链路性能随着衰落相关性的增大而恶化，从而预计就不相关信道而论，使特定MCS的使用成为可能的对应SINR阈值会增加。

按照类似的方式，借助于接收的训练序列，在用户设备接收器115能够估计用户终端速度(移动速度)v(图2B的流程图中的方框240)，并且对应值可被用于选择SINR阈值的恰当集合。通常，移动速度v的增加导致多谱勒扩展的增大，从而导致恶化无线电链路性能的载波间干扰(ICI)的增大。

通过把SINR阈值的第n个集合(1≤n≤N)表示成所选集合将是估计的发射和接收相关性和估计的用户终端速度的函数(图2B中的流程图中的方框245)：

TH⁽ⁿ⁾＝f(ρ_TX，ρ_RX，v)                   式(21)

在本发明的一个实施例中，3个指示符ρ_TX，ρ_RX和v一起用于确定SINR阈值的最适当集合。不过，本发明并不局限于所有这3个指示符的使用：这些指示符的一个子集，和/或其它指示符可用于相同用途。

图3提供上面说明的步骤的图形表示，其中为了简单起见，假定AMC过程仅仅由3个状态AMC1，AMC2和AMC3构成。每种状态由特定的调制方案和编码率表征。例如，状态AMC1使用QPSK调制，状态AMC2使用16-QAM调制，状态AMC3使用64-QAM调制。这3种AMC状态的信道编码率分别表示成r₁，r₂和r₃，并且都包含在0和1之间。借助数值模拟或实验测量，利用性能单独表征每种AMC状态。

图3的示例性曲线AMC1，AMC2和AMC3按照作为借助公式(15)-(17)之一，或者借助把各层的SINR映射到对应码字的任何其它函数，在空间解复用块160的输入端计算的每个码字的瞬时SINR(横坐标，dB)的函数的吞吐量(纵坐标，kbit/s)，示出3种AMC状态AMC1，AMC2和AMC3的一个码字的性能。也可关于其它无线电质量度量，比如块差错率(BLER)、误码率(BER)等，表述图3中的纵坐标。图3中的曲线涉及相关性指示符的具体值ρ_TX＝ρ₁和ρ_RX＝ρ₂，以及移动速度的具体值v＝V₀。和是关于相关性指示符的所述具体值和移动速度的所述具体值计算的SINR阈值。对于这些参数的其它值，图3的曲线和对应交点(即，SINR阈值)将不同。

图3示出对于小于阈值的SINR值来说，最佳的是状态AMC1，对于包含在和之间的值来说，最佳的是状态AMC2，对于大于的SINR值来说，最佳的是状态AMC3。

从而，按照本发明的实施例，比较利用公式(15)-(17)计算的SINR值与SINR阈值和(图2B的流程图中的方框250)，然后根据这样的比较，对每个码字，确定最佳AMC状态或CQI(图2B的流程图中的方框255)。

对所有各组子载波重复这些操作(图2A的流程图中的方框260)。

接收器115从而只需要保存SINR阈值的N个集合，每个集合由L个SINR阈值构成。

在本发明的备选实施例中，接收器115具备如图3中图解说明的一组性能曲线。保存在接收器115的存储器中的每条性能曲线提供相对于一种特定的调制和编码方案(MCS)，以及相对于相关性参数ρ_TX，ρ_RX和用户终端速度v的具体值的一个码字的吞吐量。这些曲线可以利用数值模拟，或者利用实验测量来确定。

如在图4的流程图中示意的，在本备选发明实施例中，接收器115进行以下步骤，以便确定每个码字的最佳预编码矩阵和最佳CQI：

1)在发射器ρ_TX和在接收器ρ_RX的相关性的估计(方框405)；

2)用户终端速度v的估计(方框410)；

3)与在步骤1)和2)估计的值ρ_TX，ρ_RX和v对应的、关于作为SINR比率的函数的不同CQI提供一个码字的吞吐量的性能曲线(图3)的选择(方框415)；

4)码本中的第一预编码矩阵的选择(方框420)，和

5)对于码本的每个预编码矩阵(循环425-445)：

6)借助于公式(14)-(17)的每个码字的SINR的计算(方框425)；

7)借助于在步骤3)选择的性能曲线，选择使每个码字的吞吐量最大化的CQI(方框430)。为此，在步骤6计算的SINR值被用作在步骤3选择的性能曲线的横坐标的填入值；

8)利用在步骤7)确定的CQI，为码本的第m个矩阵计算n_CW个码字的和吞吐量(方框435)；

9)对码本中的每个预编码矩阵，重复步骤6)、7)和8)(即，1≤m≤M)；获得M个集合，其中每个集合由n_CW个SINR值构成；

10)选择连同在步骤7)确定的对应CQI一起，使n_CW个码字的和吞吐量最大化的预编码矩阵(方框450)。

随后对不同的一组子载波重复这些操作(方框455)。

本领域的技术人员会注意到提出的方法适用于任意类型的接收器，并且避免了在空间解复用块的输出端的SINR的计算，就非线性接收器来说，所述计算可能是一项困难的任务。特殊的接收器实现的实际性能，包括非理想性和对应的实施裕量被嵌入用于确定每个码字的CQI的SINR阈值的集合中。

参考本发明的一些可能的示例性实施例，说明了本发明。本领域的技术人员会认识到其它实施例也是可能的，所有这些其它实施例落在由附加的权利要求限定的本发明的范围之内。

Claims (10)

1.一种用于选择将在包含发射器(105)、接收器(115)和通信信道(110)的MIMO通信系统(100)中使用的预编码矩阵的方法，其中所述预编码矩阵被发射器用于预编码要通过通信信道传送给接收器的码字，所述方法包括：

-在接收器处，确定预编码矩阵的码本内的最佳预编码矩阵，所述确定是根据与接收信号层的功率相关的度量进行的(215)，和

-从接收器向发射器反馈(180)用于使发射器能够从码本中选择最佳预编码矩阵的指示，

其特征在于，所述确定最佳预编码矩阵包括从码本中选择各个接收层的功率的乘积被最小化的预编码矩阵。

2.按照权利要求1所述的方法，其中确定最佳预编码矩阵的所述步骤是在空间解复用(160)接收信号层之前对接收信号层进行的。

3.按照权利要求2所述的方法，还包括

-使接收器利用所确定的最佳预编码矩阵，为每个所述码字确定要用于所述码字的相应最佳信道质量指示符，和从接收器向发射器反馈所确定的信道质量指示符的指示，所述所确定的信道质量指示符用于使发射器能够选择要用于每个所述码字的最佳调制和编码方案。

4.按照权利要求3所述的方法，其中所述确定最佳信道质量指示符包括计算每个接收码字的瞬时信号与干扰加噪声比。

5.按照权利要求4所述的方法，其中所述计算每个接收码字的瞬时信号与干扰加噪声比包括：计算在空间解复用之前的每个接收层的瞬时信号与干扰加噪声比。

6.按照权利要求5所述的方法，其中所述确定最佳信道质量指示符包括：设定信号与干扰加噪声比的阈值，和比较计算的信号与干扰加噪声比和所述阈值。

7.按照权利要求6所述的方法，其中所述阈值是根据预定参数的计算值，由接收器动态计算的。

8.按照权利要求7所述的方法，其中所述参数包括发射器的发射天线之间的相关系数、接收器的接收天线之间的相关系数、接收器相对于发射器的移动速度之中的至少一个。

9.按照前述权利要求任意之一所述的方法，包括对每组子载波重复各个操作。

10.一种MIMO接收器(115)，该MIMO接收器(115)包括：

接收天线(125)；

RF和模拟处理块(155)；

空间解复用块(160)；

信道估计块(165)；

层解映射块(170)；以及

解调和解码块(175)，

其中，该MIMO接收器(115)被配置成实现按照前述权利要求任意之一所述的方法。