CN102710579B - 海事卫星通信系统初始下行信号同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信技术，其公开了一种抗干扰能力强、稳定可靠且搜索速度快的海事卫星通信系统初始下行信号同步方法。该方法采用强度判断的方式排除干扰信号的影响，因为这些干扰信号虽然突发类型都和本地波束的HMSCH信道信号相同，但是其信号强度都比本地波束的HMSCH信道信号弱，同时在一个复帧循环内必然会出现一次HMSCH信道信号，所以找到一个复帧循环内信号强度最大的HMB类型信号即找到了本地波束HMSCH信道信号的可能真实位置，在计算出接收信号中存在的频率偏移值并将其消除后，再利用SCH和BCCH信号特点及它们和HMSCH信号在一个复帧循环内的位置关系精确定位HMSCH信道信号的起始位置。本发明适用于海事卫星通信系统用户终端进行初始下行信号同步。

Description

海事卫星通信系统初始下行信号同步方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术，特别涉及一种海事卫星通信系统初始下行信号同步方法。

背景技术

随着无线通信技术的快速发展，卫星通信作为地面通信的重要补充，日益体现出它的重要性；海事卫星通信系统是集全球海上常规通讯、遇险与安全通讯、特殊与战备通讯于一体的实用性高科技产物。

海事卫星通信系统用户终端开机后首先需要进行本地波束搜索，在搜索过程中需要获得卫星下行信号的定时位置信息，在完成初始下行信号同步后才能正确解析卫星广播信息并接入卫星网络；因此初始下行信号同步是用户终端入网过程中的重要步骤。

在传统技术中，初始下行信号同步是靠确认HMSCH信道信号位置来完成的，但是由于实际信道中存在各种干扰信号，使得单纯对HMSCH信道信号进行相关来判断其真实位置的做法并不可靠，在干扰严重的情况下采用该方法完成初始同步的时间很长甚至不能完成初始同步。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：针对海事卫星通信系统初始下行信号同步过程中实际存在的各种干扰信号及可能存在的较大初始频偏对同步过程的影响，提出一种抗干扰能力强、稳定可靠且搜索速度快的海事卫星通信系统初始下行信号同步方法。

本发明解决上述技术问题所采用的方案是：海事卫星通信系统初始下行信号同步方法，包括以下步骤：

a.首先进行初始化操作，然后在一个复帧循环时间内对HMB类型信号进行相关并计算每次相关得到的信号强度，比较该复帧循环时间内所有被相关到的HMB类型的信号强度，记录信号强度最大的HMB类型信号的位置；

b.以步骤a中记录的信号强度最大的HMB类型信号的位置为起点，计时一个复帧循环的时间，对下个复帧循环中相同位置的信号进行HMB类型信号相关，若产生相关峰则认为此位置有效，进入步骤c，否则返回步骤a；

c.利用步骤b中相关到的HMB类型信号和本地存储的相应训练序列调制波形进行对应点相位误差计算，通过相位误差曲线斜率计算出频偏值；

d.用步骤c中计算出的频偏值调整本地接收频率，消除接收信号中存在的频偏；

e.以步骤b中产生相关峰的信号起始点为起点，将本地计时器清零并重新计时，对离此起点位置推后1帧时间的位置进行SB类型信号相关，若产生相关峰则进入步骤f，否则返回步骤a；

f.以步骤e中新产生相关峰的信号起始点为起点，将本地计时器清零重新计时，对离此起点位置分别推后1帧、2帧、3帧和4帧时间的位置进行NB类型信号相关，若此4处位置都产生相关峰则进入步骤g，若此4处位置中有任何一处未产生相关峰则返回步骤a；

g.完成初始下行信号同步。

进一步，步骤a中，比较该复帧循环时间内所有被相关到的HMB类型的信号强度，记录信号强度最大的HMB类型信号的位置的具体方法是：

采用一个初始值为0的存储器A来保存当前相关到的HMB类型信号的最大信号强度，用另一个存储器B来保存此HMB类型信号在一个复帧循环内的相对位置信息，在一个复帧循环时间内当相关到一个新的HMB类型信号时，若其信号强度大于存储器A里保存的值则将此信号强度保存至存储器A中，并将对应的位置信息保存到存储器B中。

进一步，步骤c中，利用步骤b中相关到的HMB类型信号和本地存储的相应训练序列调制波形进行对应点相位误差计算，通过相位误差曲线斜率计算出频偏值的具体方法如下：

用户终端接收到的基带信号可以表示为：

r_k=e^{j·2π·Δf·k·T}·s_k=Ir_k+j·Qr_k                                    (1)

其中r_k表示接收端接收到的信号，s_k表示发送端发送的信号，e^{j·2π·Δf·k·T}表示信号在信道传输过程中叠加上的频偏，Ir_k表示接收端复信号r_k的同相分量，Qr_k表示接收端复信号r_k的正交分量；

上式中的s_k又可表示为：

s_k=Is_k+j·Qs_k                                                           (2)

其中Is_k表示发射端复信号s_k的同相分量，Qs_k表示发射端复信号s_k的正交分量；

将式(2)带入式(1)中可得：

Ir_k+j·Qr_k=(Is_k+j·Qs_k)·(cos(2π·Δf·k·T)+j·sin(2π·Δf·k·T))   (3)

将式(3)展开得：

Ir_k=Is_k·cos(2π·Δf·k·T)-Qs_k·sin(2π·Δf·k·T)                   (4)

Qr_k=Is_k·sin(2π·Δf·k·T)+Qs_k·cos(2π·Δf·k·T)                   (5)

再做如下运算：

Qr_k·Is_k-Ir_k·Qs_k=((Is_k)²+(Qs_k)²)sin(2π·Δf·k·T)                    (6)

Ir_k·Is_k+Qr_k·Qs_k=((Is_k)²+(Qs_k)²)cos(2π·Δf·k·T)             (7)

用式(6)除以式(7)可得：

$\frac{{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}=\frac{\sin (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)}{\cos (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)}=\tan (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)---\left(8\right)$

由式(8)可得：

$\mathrm{\Δf}\·2\mathrm{\π}\·k\·T=\arctan \left(\frac{{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}\right)---\left(9\right)$

上述式(9)即为接收第k个符号时计算出的相位误差，连续接收N个点就可得到连续N个接收符号所对应的相位误差曲线，求此曲线的斜率即为频偏值。

本发明的有益效果是：克服了传统方法只对HMSCH信号进行相关导致被实际信道中的其他HMB类型信号干扰从而影响初始同步建立速度甚至不能完成同步的缺点，充分考虑了实际信道中存在的各种干扰信号以及初始频偏的影响，利用HMB、SB和NB类型信号的特点以及它们在一个复帧循环内的位置关系来精确定位HMSCH信号的起始位置，从而快速准确完成下行信号的初始同步。

附图说明

图1为本发明中的初始下行信号同步方法的流程图；

图2为海事卫星通信系统中一个复帧循环结构的示意图。

具体实施方式

本发明针对海事卫星通信系统初始下行信号同步过程中实际存在的各种干扰信号及可能存在的较大初始频偏对同步过程的影响，提出一种抗干扰能力强、稳定可靠且搜索速度快的海事卫星通信系统初始下行信号同步方法，该方法适用于海事卫星通信系统用户终端进行初始下行信号同步，具有抗干扰能力强且搜索速度快的特点。

参见图1，该方法包括如下步骤：

步骤1：对所有状态复位，本地计时器计时一个复帧循环的时间，在此时间内对HMB类型信号进行相关并计算每次相关到的信号强度，比较此时间内所有被相关到的HMB类型的信号强度，记录信号强度最大的HMB类型信号位置；

步骤2：以步骤1中记录的位置为起点，本地计时器清零重新计时一个复帧循环的时间，对这个复帧循环中相同位置的信号进行HMB类型信号相关，若产生相关峰则认为此位置有效进入步骤3，否则返回步骤1；

步骤3：利用步骤2中相关到的HMB类型信号和本地存储的相应训练序列调制波形进行对应点相位误差计算，进而通过相位误差曲线斜率计算出频偏值；

步骤4：用步骤3中计算出的频率偏移值调整本地接收频率，以消除接收信号中存在的频偏；

步骤5：以步骤2中产生相关峰的信号起始点为起点，本地计时器清零重新计时，对离此起点位置推后1帧时间的位置进行SB类型信号相关，若产生相关峰则进入步骤6，否则返回步骤1；

步骤6：以步骤5中产生相关峰的信号起始点为起点，本地计时器清零重新计时，对离此起点位置分别推后1帧、2帧、3帧和4帧时间的位置进行NB类型信号相关，若4处都产生相关峰则进入步骤7，若所述4处中有任何一处未产生相关峰则返回步骤1；

步骤7：完成初始下行同步。

对于上述每一步骤具体详述如下，

在步骤1中，一个复帧循环结构如图2所示，海事卫星通信系统提供了一个专用逻辑信道HMSCH给用户终端进行时间和频率同步，其突发类型为HMB。但是实际系统中不仅在HMSCH信道上会出现HMB类型信号，在相同接收频点上的其他类型信道上也可能出现HMB类型信号，同时其他同频波束的HMSCH信号可能会泄露到本波束，这些因素都可能导致对本地波束HMSCH信道信号真实位置的误判，从而影响同步的准确性和速度，甚至造成初始同步失败。

本发明采用强度判断的方式排除上述干扰信号的影响，因为这些干扰信号虽然突发类型都和本地波束的HMSCH信道信号相同，但是其信号强度都比本地波束的HMSCH信道信号弱，同时在一个复帧循环内必然会出现一次HMSCH信道信号，所以找到一个复帧循环内信号强度最大的HMB类型信号即找到了本地波束HMSCH信道信号的可能真实位置。

需要说明的是，由于可能存在的较大初始频偏，上述对HMB类型信号进行相关时的相关阈值应当适当降低以保证能在有较大初始频偏时相关峰值能大于相关阈值。需要进一步说明的是，因为HMB类型信号为142比特自相关性非常好的序列，所以将相关阈值降低的比较多时误相关几率也很低，这样就能保证相关的可靠性。

在比较一个复帧循环内相关到的可能的多个HMB类型信号强度时，本发明采用一个初始值为0的存储器A来保存当前相关到的HMB类型信号的最大信号强度，用另一个存储器B来保存此HMB类型信号在一个复帧循环内的相对位置信息。当相关到一个新的HMB类型信号时，若其信号强度大于存储器A里保存的值则将此信号强度保存至存储器A中，并将对应的位置信息保存到存储器B中，这样经过一个复帧循环的时间，存储器A中保存的就是可能的本地波束HMSCH信道信号强度，存储器B中保存的就是可能的本地波束HMSCH信道信号在一个复帧循环内的相对位置。

在步骤2中，由于HMSCH在每一个复帧循环的同一位置都会出现，为了进一步确保步骤1中找到的可能的HMSCH位置的正确性，对下一个复帧循环的同一位置进行HMB类型数据相关，若没有相关到则说明步骤1中得出的位置信息可能有误，需要返回重新选择。

在步骤3中，用户终端接收到的基带信号可以表示为：

r_k=e^{j·2π·Δf·k·T}·s_k=Ir_k+j·Qr_k                                   (1)

其中r_k表示接收端接收到的信号，s_k表示发送端发送的信号，e^{j·2π·Δf·k·T}表示信号在信道传输过程中叠加上的频偏，Ir_k表示接收端复信号r_k的同相分量，Qr_k表示接收端复信号r_k的正交分量。

上式中的s_k又可表示为：

s_k=Is_k+j·Qs_k                                                           (2)

其中Is_k表示发射端复信号s_k的同相分量，Qs_k表示发射端复信号s_k的正交分量。

将式(2)带入式(1)中可得：

Ir_k+j·Qr_k=(Is_k+j·Qs_k)·(cos(2π·Δf·k·T)+j·sin(2π·Δf·k·T))   (3)

将式(3)展开得：

Ir_k=Is_k·cos(2π·Δf·k·T)-Qs_k·sin(2π·Δf·k·T)                   (4)

Qr_k=Is_k·sin(2π·Δf·k·T)+Qs_k·cos(2π·Δf·k·T)                   (5)

再做如下运算：

Qr_k·Is_k-Ir_k·Qs_k=((Is_k)²+(Qs_k)²)sin(2π·Δf·k·T)                    (6)

Ir_k·Is_k+Qr_k·Qs_k=((Is_k)²+(Qs_k)²)cos(2π·Δf·k·T)                    (7)

用式(6)除以式(7)可得：

$\frac{{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}=\frac{\sin (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)}{\cos (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)}=\tan (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)---\left(8\right)$

由式(8)可得：

$\mathrm{\Δf}\·2\mathrm{\π}\·k\·T=\arctan \left(\frac{{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}\right)---\left(9\right)$

HMSCH信道信号所发射的符号全部是事先定义好的，在接收端将这些已知符号保存在本地，同时通过产生相关峰的位置可以将本地符号序列与接收信号序列对齐。式(9)的左边即为接收第k个符号时计算出的相位误差，连续接收N个点就可得到连续N个接收符号所对应的相位误差曲线，求此曲线的斜率即为频率偏移值。

在步骤4中，用上述步骤3中计算出的频率偏移值来调整本地接收频率，消除接收信号中存在的频偏，为后续对其他类型信号的相关作好准备。

在步骤5中，按照海事卫星通信系统规定，SCH信道信号位于HMSCH之后的间隔1帧时间的位置上，其信号类型为SB，中间64比特为本地已知的训练序列。由步骤2中的相关峰位置可以得出SCH信号训练序列起始位置，从此位置开始对接收信号进行SB类型信号相关，若产生相关峰则进一步证明了前面步骤中确认的初始同步起点位置的可信性。

在步骤6中，按照海事卫星通信系统规定，BCCH信道信号位于SCH之后的间隔1帧、2帧、3帧以及4帧时间的位置上，其信号类型为NB，中间22比特为本地已知的训练序列。由步骤5中的相关峰位置可以得出其后4个BCCH信号训练序列起始位置，从这些位置开始对接收信号进行NB类型信号相关，若全部产生相关峰则可以充分证明前面步骤中确认的初始同步起点位置的可信性。

在步骤7中，将步骤1中产生相关峰的信号起点位置判定为一个复帧循环的起始位置，至此就完成了初始下行同步。

最后需要说明的是，以上实施例仅用于说明本发明的技术方案而并非限制，本领域的技术人员应当理解，在不脱离本发明精神或范围的情况下对本发明的修改或等同替换都应涵盖在本发明的权利要求范围内。

Claims (3)

1.海事卫星通信系统初始下行信号同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

a.首先进行初始化操作，然后在一个复帧循环时间内对HMB类型信号进行相关并计算每次相关得到的信号强度，比较该复帧循环时间内所有被相关到的HMB类型的信号强度，记录信号强度最大的HMB类型信号的位置；

b.以步骤a中记录的信号强度最大的HMB类型信号的位置为起点，计时一个复帧循环的时间，对下个复帧循环中相同位置的信号进行HMB类型信号相关，若产生相关峰则认为此位置有效，进入步骤c，否则返回步骤a；

c.利用步骤b中相关到的HMB类型信号和本地存储的相应训练序列调制波形进行对应点相位误差计算，通过相位误差曲线斜率计算出频偏值；

d.用步骤c中计算出的频偏值调整本地接收频率，消除接收信号中存在的频偏；

e.以步骤b中产生相关峰的信号起始点为起点，将本地计时器清零并重新计时，对离此起点位置推后1帧时间的位置进行SB类型信号相关，若产生相关峰则进入步骤f，否则返回步骤a；

f.以步骤e中新产生相关峰的信号起始点为起点，将本地计时器清零重新计时，对离此起点位置分别推后1帧、2帧、3帧和4帧时间的位置进行NB类型信号相关，若此4处位置都产生相关峰则进入步骤g，若此4处位置中有任何一处未产生相关峰则返回步骤a；

g.完成初始下行信号同步。

2.如权利要求1所述的海事卫星通信系统初始下行信号同步方法，其特征在于，步骤a中，比较该复帧循环时间内所有被相关到的HMB类型的信号强度，记录信号强度最大的HMB类型信号的位置的具体方法是：

采用一个初始值为0的存储器A来保存当前相关到的HMB类型信号的最大信号强度，用另一个存储器B来保存此HMB类型信号在一个复帧循环内的相对位置信息，在一个复帧循环时间内当相关到一个新的HMB类型信号时，若其信号强度大于存储器A里保存的值则将此信号强度保存至存储器A中，并将对应的位置信息保存到存储器B中。

3.如权利要求1或2所述的海事卫星通信系统初始下行信号同步方法，其特征在于，步骤c中，利用步骤b中相关到的HMB类型信号和本地存储的相应训练序列调制波形进行对应点相位误差计算，通过相位误差曲线斜率计算出频偏值的具体方法如下：

用户终端接收到的基带信号可以表示为：

r_k=e^{j·2π·Δf·k·T}·s_k=Ir_k+j·Qr_k                        (1)

其中r_k表示接收端接收到的信号，s_k表示发送端发送的信号，e^{j·2π·Δf·k·T}表示信号在信道传输过程中叠加上的频偏，Ir_k表示接收端复信号r_k的同相分量，Qr_k表示接收端复信号r_k的正交分量；

上式中的s_k又可表示为：

s_k=Is_k+j·Qs_k                                                          (2)

其中Is_k表示发射端复信号s_k的同相分量，Qs_k表示发射端复信号s_k的正交分量；

将式(2)带入式(1)中可得：

Ir_k+j·Qr_k=(Is_k+j·Qs_k)·(cos(2π·Δf·k·T)+j·sin(2π·Δf·k·T))  (3)

将式(3)展开得：

Ir_k=Is_k·cos(2π·Δf·k·T)-Qs_k·sin(2π·Δf·k·T)                  (4)

Qr_k=Is_k·sin(2π·Δf·k·T)+Qs_k·cos(2π·Δf·k·T)                  (5)

再做如下运算：

Qr_k·Is_k-Ir_k·Qs_k=((Is_k)²+(Qs_k)²)sin(2π·Δf·k·T)                   (6)

Ir_k·Is_k+Qr_k·Qs_k=((Is_k)²+(Qs_k)²)cos(2π·Δf·k·T)                   (7)

用式(6)除以式(7)可得：

$\frac{{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}=\frac{\sin (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)}{\cos (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)}=\tan (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·T)---\left(8\right)$

由式(8)可得：

$\mathrm{\Δf}\·2\mathrm{\π}\·k\·T=\arctan \left(\frac{{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\·{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\·{\mathrm{Qs}}_k}\right)---\left(9\right)$

上述式(9)即为接收第k个符号时计算出的相位误差，连续接收N个点就可得到连续N个接收符号所对应的相位误差曲线，求此曲线的斜率即为频偏值。