CN102684762A - 通过多端口网络波束成型宽带信号的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种通过多端口网络波束成型宽带信号的方法和系统。在这方面，可以检测通过多条天线接收的多个信号和生成多个发射信号，其中至少一个所述多个发射信号的相位响应于至少一个所述接收信号的检测相位。可以分别放大每一个生成的多个发射信号，并生成多个放大信号。可以将多个放大信号输入到多端口网络的多个第一端口，其中多端口网络的至少一个第二端口可以响应到至少两个所述多个第一端口的信号输入。

Description

通过多端口网络波束成型宽带信号的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信。更具体地说，本发明涉及通过多端口网络波束成型宽带信号的方法及系统。

背景技术

现有的无线用户站使用射频(RF)发射机来产生发射到基站(BS)的输出信号。在移动无线网络中，一个站可以是移动站(MS)，而另一个站可以是基站(BS)。当MS在整个无线网络的覆盖区域移动时，MS和BS之间的路径损耗因一些因素，包括站之间的距离的变化以及环境中物体的存在，而产生变化，该环境中物体的存在会阻碍或减弱信号从一个站传输到另一个站。

在MS的一个关键部件是用于发射信号到基站的功率放大器。功率放大器通常具有最大输出功率定额。以基站实现可靠的通信的一种方法是，确保功率放大器具有足够的功率来克服在无线媒介中存在的衰减和路径损耗。

然而，给MS配备任意高功率的放大器不是一般可行的，有几个原因：(I)由设备消耗的总功率限制；(II)高功率的放大器可能遭受过热；(III)高功率的放大器可能很昂贵；(IV)高功率的放大器可能太大而不适合匹配小型移动终端的尺寸限制；(V)高功率的放大器可能超过安全保护设计的特定吸收率限制。

比较本发明后续将要结合附图介绍的系统，现有和传统技术的其它局限性和弊端对于本领域的普通技术人员来说是显而易见的。

发明内容

本发明提供了一种通过多端口网络波束成型宽带信号的系统和/或方法，结合至少一幅附图进行了详细描述，并在权利要求中得到了更完整的阐述。

根据一个方面，提供一种方法，所述方法包括：

检测每一个通过多条天线接收的多个信号的相位，

生成多个发射信号，其中根据至少一个所述接收信号的检测相位来确定至少一个所述多个发射信号的相位；

分别放大每一个所述生成的多个发射信号，以生成多个放大信号；及

将多个放大信号输入到多端口网络的多个第一端口，其中，根据输入到至少两个所述多个第一端口的信号来确定所述多端口网络的至少一个第二端口。

优选地，所述发射信号与一个或多个空间流相对应。

优选地，所述方法进一步包括：利用不同的权重对每一个与所述发射信号相对应的一个或多个空间流进行加权。

优选地，所述接收信号通过所述多端口网络。

优选地，所述方法进一步包括：根据在一个或多个同轴开关的信号来检测多个信号中每一个的相位。

优选地，至少一个所述多个放大信号在被输入到所述多端口网络之前，通过至少一个同轴开关。

优选地，在一条或所述多条天线和一个或多个相应的路径中的一个或多个相应的发射/接收(T/R)开关之间放置一个或多个定向耦合器。

优选地，所述方法进一步包括根据来自所述一个或多个定向耦合器的相应的信号，来对所述多个放大信号的每一个的相位和/或振幅进行测量。

优选地，所述方法进一步包括：利用一个或多个校准信号对所述接收信号的振幅和/或相位进行测量，所述校准信号应用于所述多个定向耦合器中的一个或多个。

优选地，所述多端口网络是正交混合器。

根据一个方面，提供一种系统，所述系统包括：

一个或多个电路，其应用在通信设备中，所述一个或多个电路用于：

检测每一个通过多条天线接收的多个信号的相位，

生成多个发射信号，其中根据至少一个所述接收信号的检测相位来确定至少一个所述多个发射信号的相位；

分别放大每一个所述生成的多个发射信号，以生成多个放大信号；及

将多个放大信号输入到多端口网络的多个第一端口，其中，根据输入到至少两个所述多个第一端口的信号来确定所述多端口网络的至少一个第二端口。

优选地，所述发射信号与一个或多个空间流相对应。

优选地，所述一个或多个电路用于利用不同的权重对每一个与所述发射信号相对应的一个或多个空间流进行加权。

优选地，所述接收信号通过所述多端口网络。

优选地：

所述一个或多个电路包括一个或多个同轴开关；及

所述一个或多个电路用于根据在一个或多个同轴开关的信号来检测多个信号中每一个的相位。

优选地：

所述一个或多个电路包括一个或多个同轴开关；及

所述多个放大信号的至少一个在输入所述多端口网络之前，通过所述一个或多个同轴开关。

优选地：

所述一个或多个电路包括一个或多个定向耦合器和一个或多个相应的发射/接收(T/R)开关；及

在一条或所述多条天线和一个或多个相应的路径中的一个或多个相应的发射/接收(T/R)开关之间放置一个或多个所述定向耦合器。

优选地，所述一个或多个电路用于根据来自所述一个或多个定向耦合器的相应的信号，来对每一个所述多个放大信号的相位和/或振幅进行测量。

优选地，所述一个或多个电路用于利用一个或多个校准信号对所述接收信号的振幅和/或相位进行测量，所述校准信号应用于所述多个定向耦合器中的一个或多个。

优选地，所述多端口网络是正交混合器。

本发明的各种优点、各个方面和创新特征，以及其中所示例的实施例的细节，将在以下的说明书和附图中进行详细介绍。

附图说明

图1是根据本发明实施例的示范性无线通信系统的框图；

图2是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的示意图；

图3是根据本发明实施例的每条发射天线以恒定功率的相位波束成型的可实现的阵列增益的框图；

图4是根据本发明实施例的通常被称为90度混合耦合器的多端口网络的框图；

图5是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的框图；

图6是根据本发明实施例的使用多端口网络的相位波束成型的可实现的阵列增益的框图；

图7是根据本发明实施例的比较使用和不使用多端口网络的相位波束成型的可实现的阵列增益的框图；

图8是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的框图；

图9是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的框图；

图10是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的框图；

图11是根据本发明实施例的示范性多输入多输出(MIMO)通信系统的框图；

图12是根据本发明实施例的无线用户收发器运作的示范性步骤的流程图。

具体实施方式

在时分双工系统中，上行链路和下行链路无线信道是相互的；两条或更多条天线的发射可以利用这个相互性，使得在基站连贯地组合发射信号。此外，无线信道常常在MS接收天线中出现重大失衡。为了更有效地利用两者的功率放大器的可实现的发射功率，使用多端口网络来提供增益，即使在无线信道存在强烈失衡的情况下。

本发明的实施例包括通过多条天线发射发射信号的方法。该方法包括从发射信号中生成至少一个动态可调相移信号(dynamically adjustable phase shiftedsignal)。分别放大发射信号和至少一个动态可调相移信号。使用多端口网络，组合放大的发射信号和放大的至少一个动态可调相移信号和/或幅移信号。多端口网络生成在一条或多条天线的输出信号。还包括幅度缩放。它也可有益于缩放幅度。

本发明的另一个实施例包括发射器。该发射器包括用于从发射信号中生成至少一个动态可调相移信号的装置。第一放大器放大发射信号，而第二放大器放大至少一个动态可调相移信号。多端口网络组合放大的发射信号和放大的至少一个动态可调相移信号，以及为多条天线中的每一条生成输出信号。

通过下面详细的描述，本发明所描述的实施例的其他方面和优势将是显而易见的，并结合附图，以举例的方式说明本发明所描述的实施例的原理。

图1示出了根据本发明实施例的示范性无线通信系统。参考图1，通信系统可以包括BS 110和用户站收发器120，其中多径传播信道H₁、H₂，是在每个BS天线112和每个用户站天线122、124之间形成的。在本发明的各个实施例中，BS 110可以包括多径天线，而用户收发器120可以包括超过两条天线。

无线通信信号从BS 110传输到用户站120，可以称为“下行链路传输”；无线通信信号从用户站120传输到BS 110，可以称为“上行链路传输”。传输可以包含于帧内，该帧包括下行链路子帧和上行链路子帧。

除了数据音频(data tones)以外，BS发射导频信号，该导频信号允许用户站(SS)估计到达它的每一条接收天线的无线信道。导频通常支持下行链路子帧的频率和时间。一些无线系统使用作为下行链路传输的一部分的前导序列(preamble)，例如，WiMAX 802.16e系统。在WiMAX系统中，前导序列，发生在每个下行链路子帧的开始，使用发生在多载波信号的频谱中的每个第三音频(tone)的导频音(pilot tones)。此外，与携带子载波的数据相比，前导序列中的导频以更高的功率谱密度进行传输和包含为接收器(用户站)所熟知的调制。用户站可以使用这些导频来准确估计下行链路无线信道。在3GPP长期演进(LTE)系统中，下行链路信号包含被称为小区专用参考信号的导频，该小区专用参考信号可以类似地用于估计下行链路无线信道。此外，在LTE系统中，用户可以估计BS和MS之间的多输入多输出(MIMO)无线信道。

图2是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的框图。参考图2，示例用户收发器200包括Tx信号处理模块202、功率放大器212和214、低噪声放大器242和244、开关元件222和224，以及天线232和234。虽然图2描述了示例性情况，该示例性情况中有两条发射天线，以及，相应地，两个功率放大器、低噪声放大器和信号Tx₁(t)和Tx₂(t)，但并不限制本发明。本发明的各方面可以扩展到许多天线。

Tx信号处理模块202可以包括合适的逻辑、电路、接口，和/或代码，用于从信号m(t)中生成多个信号Tx₁(t)和Tx₂(t)，在收发器的运行过程中，每一个信号Tx₁(t)和Tx₂(t)的相位和振幅是可以动态可调的。相位和振幅调节的量可以在运行过程中，基于，例如，实时、或接近实时、信号特征的测量，来动态确定。另外或替代性地，相位和振幅的值的调节可以基于任何其他合适的信息，例如，预设值表。信号处理模块202，可以运行于数据域、模拟域，或两者兼而有之。

功率放大器212和214可以包括合适的逻辑、电路、接口，和/或代码，用于分别放大信号Tx₁(t)和Tx₂(t)。每一个功率放大器212和214的增益可以在无线收发器的运行过程中，通过，例如，一个或多个来自Tx信号处理模块202的控制信号，来进行动态调节。

低噪声放大器242和244可以包括合适的逻辑、电路、接口，和/或代码，用于分别放大从天线232和234接收的信号，以生成信号Rx₁(t)和Rx₂(t)。每一个低噪声放大器242和244的增益可以在无线收发器的运行过程中，通过，例如，一个或多个来自Tx信号处理模块202的控制信号，来进行动态调节。

在运行中，可以将调制的信号m(t)输入到模块202。模块202可以从信号m(t)生成模拟信号Tx₁(t)和Tx₂(t)。模块202可以动态调节每一个信号Tx₁(t)和Tx₂(t)的相位和振幅。信号Tx₁(t)和Tx₂(t)可以通过功率放大器212和214进行放大，并分别通过开关222和224而应用于天线232和234。在本发明的实施例中，执行信号的调节来实现接收器的天线(例如，图1中BS 110的天线112)的阵列增益，将在下面的段落中进行更详细的描述。为了说明本发明的目的，我们考虑SS含有两条天线的情况，但并不局限于此。

用

表示从BS到天线232和234的矢量信道。用

表示接收时天线232和234的电压的矢量。类似地用表示发射时天线的电压的矢量。用和

分别表示在天线232和234上，在时间t_Rx，以频率为指数的相位矢量值。这里，

表示角运算符(angle operator)，而t_Rx对应于在接收器进行相位测量时下行链路子帧的时间间隔(interval)。类似地用

和

分别表示在天线232和234上，在时间间隔t_Tx期间，以频率为指数的相位矢量值，该时间是用户收发器200发射的时间。

在本发明的实施例中，用户收发器200可以在发射时间间隔t_Tx期间，控制发射信号的相位关系，要满足关系：

φ_Tx，2(f，t_Tx)-φ_Tx，1(f，t_Tx)＝-(φ_Rx，2(f，t_Rx)-φ_Rx，1(f，t_Rx))

                                                                (1)

也就是说，在每个频率，可以将时间间隔t_Tx期间端口1和2之间的相位差控制成时间间隔t_Rx期间在端口1和2之间的相位差的负数(negative)。在本发明的实施例中，可以通过将调制信号m(t)乘以加权矢量w(f，t_Rx)，控制发射期间的相位差来生成调节的上行链路信号T(t)＝w(f，t_Rx)m(t)。在本发明的实施例中，Tx信号处理模块202可以利用等式2来确定w(f，t_Rx)。

然后分别将调节的上行链路信号Tx₁(t)和Tx₂(t)T₂(t)输入到功率放大器212和214。功率放大器的输出可以通过开关222和224到达天线232和234。天线232和234的输出可以表示为：

其中k是与振幅缩放相关的实常数，而φ是发射信号

和

的共同相移。

对于时间和频率的相同值，上行链路和下行链路信道是相互的；即，

用

表示在时间间隔t_Tx期间的上行链路信道。然后，由于t_Tx非常接近于接收测量时间t_Rx，则有非常低的移动性(mobility)，这些条件通常约束TDD蜂窝网络。为了简单解释，忽视明确的时间依赖和相对应的技术条件，在BS接收的得到的上行链路信号由以下公式给出：

如果

在BS接收的信号的振幅是从两条天线中的一条发射的值的两倍。采用适当的相位，仅仅以双倍的总发射功率就可以使得由BS接收的功率增加4倍。通过使用两个相同功率的放大器而得到双倍的总发射功率。在BS的接收功率的附加两倍被称为阵列增益。更普遍的是，阵列增益等于接收信道矢量的规范l₁。可实现的增益如图3所示。

对数正态的阴影和衰减通常引起接收和发射信道中的失衡；强烈的失衡是常见的。在这种情况下，阵列增益减少。在限制的情况下，当一个信道的振幅趋于零时，没有与来自较弱信道的天线的发射相关的利益。然而，在本发明的另一个实施例中，多端口网络的使用可使能实现阵列增益，即使在一个信道的振幅趋于零这样的限制情况下。

图3示出了根据本发明实施例的每条发射天线以恒定功率的相位波束成型的可实现的阵列增益的示例。

图4示出了根据本发明实施例的通常被称为90度混合耦合器的多端口网络的示例。对于这个实施例，把端口1和2作为输入端，而端口3和4作为输出端。如图所示，使用含有电长度和特性阻抗的传输线来实现90度混合耦合器410。

这里，Z₀表示特性阻抗，通常为50欧姆；

为发射中心频率的四分之一波长线。

通常使用二端口网络的S参数矩阵、依照公式 $\left[\begin{array}{c}{O}_1\\ O_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{S}_{11}& S_{12}\\ S_{21}& S_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_1\\ I_2\end{array}\right]$ 来描述反射波功率和入射波功率之间的关系，其中，O₁和O₂为输入，I₁和I₂为输入。相等地，O₁＝S₁₁I₁+S₁₂I₂和O₂＝S₂₁I₁+S₂₂I₂。多端口网络410的传递函数可以表示为S参数矩阵。

90度混合耦合器含有额定(nominal)的散射参数，由下面公式给出：

$\left[S\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& j& 1& 0\\ j& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& j\\ 0& 1& j& 0\end{array}\right]---\left(5\right)$

用 $x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]$ 表示混合的输入，其中x₁表示应用于端口1的信号，x₂表示应用于端口2的信号。类似地，用 $y=\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right]$ 表示混合的输入，其中y₁表示在端口3出现的信号，y₂表示在端口4出现的信号。运用公式(5)，输入矢量x和输出矢量y之间的额定关系(nominal relationship)可以由y＝Ax给出，其中：

$A=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right]=\frac{-1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}j& 1\\ 1& j\end{array}\right]---\left(6\right)$

在实际应用中，90度混合耦合器存在损耗，而这个关系稍微偏离于公式(6)。90度混合耦合器410可以是线性的、非时变的、被动的、非铁磁性的电路。假设90度混合耦合器410多端口的阻抗是额定的。则下面的电压关系也适用：

其中，表示复数域。因此，根据上述的假设，90度混合耦合器是双向的装置，且从一个端口到另一个端口的传递函数不依赖于输入或输出。

图5是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的框图。参考图5，示例用户收发器500包括Tx信号处理模块202、Rx信号处理模块204、功率放大器212和214、低噪声放大器242和244、开关元件222和224、多端口网络910、以及天线232和234。

Tx信号处理模块202、功率放大器212和214、低噪声放大器242和244、开关元件222和224，以及天线232和234如参照图2所述。多端口网络910可以，例如，在半导体基板(“片上”)、IC封装、和/或印刷电路板中和/或上实现。多端口网络可以是这样的，至少一个端口响应(responsive)至少两个其他端口。在本发明的实施例中，多端口网络910可以是如图4中所述的混合410。

功率放大器212和214的输出以及低噪声放大器242和244的输入耦合于多个第一端口，多端口网络910的端口1和2。天线232和234耦合于多个第二端口，多端口网络910的端口3和4。收发器500的运行可以类似于结合图2所描述的收发器200的运行。然而，多端口网络910的引入对阵列增益的影响，将在下面的段落中进行更详细的描述。

用

表示接收时在多端口网络910的端口1和2的电压的矢量。用

表示发射时在端口1和2的电压的矢量。类似地，用

表示接收时在端口3和4的电压的矢量。这里，端口3连接于天线232，而端口4连接于天线234。用

表示发射时在端口3和4的电压的矢量。假设多端口网络910是线性的、非时变的、被动的、非铁磁性的电路，以及多端口网络910的阻抗是额定的。则下面的电压关系适用：

和

其中

是散射参数矩阵。用

表示从BS到多端口网络910的端口3和4的矢量信道。通过多端口网络910后的明显的接收信道可以由以下公式给出：

其中，(·)T表示移项。用

和

分别表示在时间t_Rx，端口1和2的以频率为指数的相位矢量值。这里，

表示角运算符，而t_Rx对应于在接收器进行相位测量时下行链路子帧的时间间隔。类似地用

和分别表示在时间t_Tx，端口3和4的以频率为指数的相位矢量值，该时间是用户收发器500发射的时间。

在本发明的实施例中，用户收发器500可以在发射间隔t_Tx期间，控制发射信号的相位关系，以满足关系：(浮动固定(bob fix))

φ_Tx，2(f，t_Tx)-φ_Tx，1(f)＝-(φ_Rx，2(f)-φ_Rx，1(f))   (11)

也就是说，在每个频率，可以将时间间隔t_Tx期间在端口1和2之间的相位差控制成时间间隔t_Rx期间在端口1和2之间的相位差的负数(negative)。在本发明的实施例中，通过将加权因子应用到数字调制信号，m(t)，可以控制发射期间的相位差，来生成调节的上行链路信号T(t)＝w(f，t_Rx)m(t)。在本发明的实施例中，可以利用等式12来计算加权矢量。

其中α是一个复杂的常数，其与到达多端口网络的发射信号的共同的振幅和相位相关。可以选择常数α来补偿在发射和/或接收链(chains)之间的相位差。

分别通过开关222和224，将信号Tx₁(t)和Tx₂(t)输入到功率放大器212和214，以放大应用于多端口网络910的多个第一端口的调节的信号

多端口网络910的输出可以由以下公式给出：

用

表示上行链路信道。在BS接收的上行链路信号由以下公式给出：

采用前面关于上行链路和下行链路信道的相互性的假设，考虑情况

可以体现出本实施例的优越性。也就是说，在两个信道之间存在强烈失衡的情况下。接收器的有效信道可以由以下公式给出：

发射加权矢量由以下公式给出：

$w=\mathrm{\α}\frac{h_1^{*}\left(f\right)}{\left|h_1\left(f\right)\right|}\left[\begin{array}{c}\frac{A_{11}^{*}}{\left|A_{11}\right|}\\ \frac{A_{12}^{*}}{\left|A_{12}\right|}\end{array}\right]---\left(16\right)$

多端口网络的输出端的发射信号由以下公式给出：

其中m(t)是调制信号。在BS接收的信号由以下公式给出：

相对于没有多端口网络的情况(即，图2)，通过从两个功率放大器或两者之一发射相同的功率，而不用混合，实现电压增益等于|A₁₁|+|A₁₂|。对于额定的90度混合耦合器410，

且可实现的增益等于3dB。

如果采用相同的加权选择策略，以及

在BS接收的信号，使用相同的设置，由以下公式给出：

在这种情况下，相对于没有多端口网络、在每条天线上发射相同的功率，实现|A₂₁|+|A₂₂|的电压增益。在强烈的失衡的限制情况下，对于额定的90度混合耦合器410，

且可实现的增益等于3dB。

依照公式(11)的选择发射相位关系的增益不限制于接收信号的振幅之间存在强烈失衡的情况。如果振幅相同，仍然可以实现阵列增益。

不失一般性，考虑这样的情况，模数小于或等于单位值(unity)的复杂信号应用于第一天线，而第二个采用单元信号被驱动(driven)；即，其中|α+jβ|≤1。然后

$x=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}-j& 1\\ -1& -j\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}+\mathrm{j\β}\\ 1\end{array}\right]$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\β}-1-\mathrm{j\α}\\ -\mathrm{\α}-j(\mathrm{\β}+1)\end{array}\right]$

$w=\left[\begin{array}{c}\frac{x_1^{*}}{\left|x_1\right|}\\ \frac{x_2^{*}}{\left|x_2\right|}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{\β}-1+\mathrm{j\α}}{\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}-1)}^2}}\\ \frac{-\mathrm{\α}+j(\mathrm{\β}+1)}{\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}+1)}^2}}\end{array}\right]$

s＝Aw

$s=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}-j& -1\\ -1& -j\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{\β}-1+\mathrm{j\α}}{\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}-1)}^2}}\\ \frac{-\mathrm{\α}+j(\mathrm{\β}+1)}{\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}+1)}^2}}\end{array}\right]$

$P={\left|\mathrm{\Σhos}\right|}^2={\left|h^{T}s\right|}^2$

$=\frac{1}{2}{\left|\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}+\mathrm{j\β}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}-j& -1\\ -1& -j\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{\β}-1+\mathrm{j\α}}{\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}-1)}^2}}\\ \frac{-\mathrm{\α}+j(\mathrm{\β}+1)}{\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}+1)}^2}}\end{array}\right]\right|}^2$

$=\frac{1}{2}{\left|\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\β}-1-\mathrm{j\α}& -\mathrm{\α}-j(\mathrm{\β}+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{\β}-1+\mathrm{j\α}}{\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}-1)}^2}}\\ \frac{-\mathrm{\α}+j(\mathrm{\β}+1)}{\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}+1)}^2}}\end{array}\right]\right|}^2$

$\frac{1}{2}{|\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}-1)}^2}+\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{(\mathrm{\β}+1)}^2}|}^2$

图6示出了根据本发明实施例的、每条发射天线以恒定功率的相位波束成型的可实现的阵列增益的示例。

图7示出了比较使用和不使用作为信道一部分的混合耦合器的相等振幅、相位波束成型的可实现的阵列增益的示例。可以观察到，相对于来自第一天线的发射，相等的振幅、相位的波束成型提供3dB的增益，即使第二天线的信道是任意小的值。这是常常存在强烈失衡的无线信道的期望的特征。

在另外一个实施例中，发射信号之间的共同相位差应用于所有的频率，而不是生成以频率为指数的相位矢量；因此，即使在频率选择性信道也可以实现阵列增益。

图6示出了根据本发明实施例的使用多端口网络的相位波束成型的可实现的阵列增益的示例。

图7根据本发明实施例对使用和不使用多端口网络的相位波束成型的可实现的阵列增益进行比较。

图8是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的示意图。参考图7、图8，示例用户收发器800包括Tx信号处理模块202、Rx信号处理模块204、Tx相位检测模块802、校准信号发生器804、功率放大器212和214、低噪声放大器242和244、开关元件222和224、开关元件822和824、定向耦合器812和814，以及多端口网络910。

Tx信号处理模块202、功率放大器212和214、低噪声放大器242和244、开关元件222和224、天线232和234如参照图2中所述。在本发明的实施例中，多端口网络910可以是，例如，图3中所述的混合310。多端口网络910可以，例如，在半导体基板(“片上”)、IC封装、和/或印刷电路板中和/或上实现。类似地，定向耦合器812和814可以，例如，在半导体基板(“片上”)、IC封装、和/或印刷电路板中和/或上实现。

Tx相位检测模块802可以包括合适的逻辑、电路、接口，和/或代码，用于确定在定向耦合器812的信号和定向耦合器814的信号之间的相位差。

通常，振幅和相位差可以存在于发射RF链(transmit RF chains)，可以由以下一个或多个因素产生：电路延迟、温度、频率，以及校准错误。信号Fb₁和Fb₂是反馈信号，随后，其可以通过相位检测模块702进行处理并用于控制发射信号Tx₁(t)和Tx₂(t)的振幅和/或相位。例如，低噪声放大器242和244的输出可以使用数字信号处理技术进行降频变换、数字化，以及处理，来得到接收信号的相位φ_Rx，1(f，t_Rx)和φ_Rx，2(f，t_Rx)。

在本发明的实施例中，反馈信号可以与发射信号m(t)有关。在本发明的实施例中，可以测量反馈信号存在的功率。在本发明的实施例中，反馈信号可以具有大约18dB的功率水平，其低于定向耦合器的输入的功率水平。

在本发明的实施例中，校准信号可以应用于信号Fb₁和Fb₂。这些校准信号可以通过定向耦合器812和814，以及收发开关元件222和224连接到低噪声放大器242和244的输入端。这些放大的校准信号可以被下变频变换，且随后被处理，来测量从每一个定向耦合器812和814到Tx信号处理模块202的各自的输出的接收链的相位延迟。这些测量的相位延迟用于补偿接收信号的测量相位φ_Rx，1(f，t_Rx)和φ_Rx，2(f，t_Rx)。

图9是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的框图。收发器900可以大致类似于参照图8描述的收发器800的部分，但可以另外包括同轴开关912和914。

在本发明的实施例中，发射输入信号Tx₁(t)和Tx₂(t)可以由功率放大器212和214进行放大，并应用于多端口网络910的多个第一端口。多条发射天线232、234连接于多端口网络910的多个第二端口。多端口网络的实施例是90度混合耦合器410。收发器900还包括允许耦合器被旁路的同轴开关。这可以导致节省大量的校准时间。虽然同轴开关912和914在定向耦合器812和814与多端口网络910之间的信号路径示出，它们可以位于在发射和/或接收链的其他和/或附加位置。

图10是根据本发明实施例的示范性无线用户收发器的部分的框图。参考图10，示例用户收发器1000包括多个功率放大器212和214、多端口网络910、多条天线232和234、开关222和224，以及定向耦合器812和814。在示例用户收发器1000中，多端口网络910是发射路径的一部分，而不是接收路径的一部分。定向耦合器812和814连接于天线232和234。应用于天线232和234的部分发射信号通过定向耦合器812和814进行连接，来生成反馈信号Fb₁和Fb₂，随后，可以对反馈信号Fb₁和Fb₂进行处理，以测量通过每一条天线232和234发射的信号的相位。在本发明的实施例中，可以利用定向耦合器相同的端口，通过接收链，将校准信号应用到定向耦合器812和814，以支持对来自定向耦合器812和814的相位延迟进行测量。因此，无线收发器1000用于补偿相位差和/或其他在发射链中的非期望差异(non-idealities)、以及多端口网络910的参数。

图11示出了示范性多输入多输出(MIMO)通信系统的示例的示意图。我们将采用两个用户站天线来解释本发明；然而，本发明是通用的，可适用于更多数量的用户站天线。在一些通信系统中，3GPP长期演进LTE，基站采用多达4条发射天线。对与这4条发射天线相关的导频进行分配，以使它们在时间和频率上均不重叠。该导频是根据本发明的实施例的。MIMO通信系统1100的框图被示出。与基站(BS)射频(RF)发射(TX)和接收(RX)链相关的复杂增益分别表示为

和

这里，M表示BS天线的数量。在用户站(SS)的相应的复杂增益是

和

其中，N表示SS天线的数量。我们将仅仅考虑两条SS天线的情况；即，N＝2。

我们现在检验基站含有非虚拟化的多条天线的情况。在LTE系统中，每一条发射天线发射使用小区专用序列(cell-specific sequences)调制的天线专用参考信号；因此，用户站要获悉在BS和SS之间的完整MIMO信道。用

表示MIMO下行链路信道和用

表示MIMO上行链路信道。

在两条用户天线的情况下，

是UL传播信道(propagation channel)，而

是DL传播信道。这里，M是在基站的发射天线的数量。接收的下行链路信号可以由以下公式给出：

其中，

是BS发射的信号，

是附加噪声的矢量。接收的上行链路信号可以由以下公式给出：

在用户站在上行链路发射单一的空间流的情况下，我们可以有益地应用相移到第二天线发射的信号，以最大化在BS接收的功率。假设s：||s||²＝1和将相移e^jφ应用到第二用户发射路径，以最大化在BS接收的总功率。这个相移与通过矢量

加权传输信号相对应。传输到BS天线阵列的功率由以下公式给出：

其中

以及

表示共扼转置。式中可以示出，当归一化矩阵的乘法不改变l₂矢量时，在BS接收天线的任意的相位旋转不影响结果。MIMO上行链路信道的Gram矩阵

是厄密共轭和半正定的(Hermetian and positivesemidefinite)；因此，它可以表示为：

其中 $\mathrm{\α},w=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}1\\ e^{\mathrm{j\φ}}\end{array}\right],$ γ是非负标量，θ∈[0，2引。运用公式(22)和(23)，我们将传输到BS的上行链路功率表示为：

使在BS接收的上行链路功率最大化的角度(angle)由φ＝-θ给出。应当注意的是，没有必要去计算整个格拉姆(Gram)矩阵；相反，只需计算它的一个非对角线项的相位。因此，在了解完整MIMO信道的情况下，可以根据(24)计算期望的相位。在了解完整MIMO信道的情况下，可以在频率选择的基础上，有益地计算期望的相移φ(f)，对于每个频率，根据由信道估计形成的格拉姆矩阵的项来选择相位。可以为发射和/或接收路径之间的相位差来补偿期望的相移。可以采用定向耦合器运用校准技术来确定所述相位差。

在多端口网络是发射和接收信号路径的一部分的情况下，如图8中所示，仍可有益地使用多端口网络。在这种情况下，多端口网络作为在接收信道的坐标的变化。可以依照公式(24)计算期望的发射相位。用户终端可能需要发射Alamouti码。

应该最佳地选择在公式(24)中的相位，运用

的知识来使传输到基站阵列的功率最大化。运用公式(22)，我们可以将P表示为

运用这一事实和公式(24)，我们使用EGT加权矢量将传输到基站天线的功率写为：

这里，公式(25)中的第一列标识在第一时间单元来自天线1和2的发射信号，而其第二列标识在第二时间单元来自两条天线的发射信号。在这种情况下，我们定义两个复杂的加权值，其应用于两条天线，我们将其命名为w₁和w₂。为了解释本发明的目的，考虑在BS的一条天线的接收信号。用h₁和h₂分别表示来自第一用户站天线的上行链路信道和来自第二用户站天线的上行链路信道。然后，

y_BS，1＝h₁w₁s₁+h₂w₂s₂+n₁                  (26)

代表在时间例子由BS观测的信号，以及

$y_{\mathrm{BS},2}=h_1{w}_1{s}_2^{*}-h_2{w}_2{s}_1^{*}+n_2---\left(27\right)$

在第二时间例子观测的。相当于

$\left[\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{BS},1}\\ y_{\mathrm{BS},2}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_1{w}_1& h_2{w}_2\\ h_2^{*}{w}_2^{*}& -h_1^{*}{w}_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{w}_1{s}_1\\ w_2{s}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left(28\right)$

BS依如下公式对这两个接收信号(代表两个时间单元)进行处理：

$\frac{1}{\sqrt{{\left|h_1{w}_1\right|}^2+{\left|h_2{w}_2\right|}^2}}\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}{w}_1^{*}& h_2{w}_2\\ h_2^{*}{w}_2^{*}& -h_1{w}_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{BS},1}\\ y_{\mathrm{BS},2}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{{\left|h_1{w}_1\right|}^2+{\left|h_2{w}_2\right|}^2}\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]+n^{\′}---\left(29\right)$

其中n′是与n相同分配的附加噪声。因此，接收信号的信噪比以下面的大小来确定：

|w₁|²|h₁|²+|w₂|²|h₂|²                                    (30)

鉴于限制条件|w₁|²+|w₂|²＝1，很显然，若|h₁|＞|h₂|则选择w₁＝1，要不然选择w₂＝1，以使得BS的信噪比有最大值。因此，终端发送离开一条天线的所有的功率，该天线具有到达BS的最大信道振幅。

上述论点适用于在BS的任何接收天线。因此，在BS使用多条接收天线，为用户的信噪最大化的策略是使用将在BS的总接收功率最大化的发射天线。这就要求终端知道矩阵H的列规范。

图12是根据本发明实施例的无线用户收发器运作的步骤的流程图。参考图12，在接收时间间隔t_Rx期间，其中示例步骤开始于步骤1210。相位检测模块802可以测定在耦合器812的接收信号和在耦合器814的接收信号之间的相位差。这测定可以补偿相位差，该相位差是在收发器800的两条RF接收链引入的非期望的结果。相位检测模块802可以输出确定的相位差的指示到Tx信号处理模块202。

在步骤1220中，在发射时间间隔t_Tx期间，利用在步骤1210中生成的相位测定，可以从调制信号m(t)生成信号Tx₁(t)和Tx₂(t)。信号Tx₁(t)和Tx₂(t)的生成包括基于在步骤1210中生成的相位测定来调节信号Tx₁(t)和Tx₂(t)中的一个或两个的相位和/或振幅。在步骤1230中，分别通过PA 212和214对信号Tx₁(t)和Tx₂(t)进行放大。在步骤1240中，每一个放大器的输出可以输入到多端口网络910的多个第一端口的一个。可以将在多端口网络的多个第二端口生成的每一个信号传输到多条天线232和234的一条以发射。

实施例包括预处理发射输入信号，以确定由多端口网络910接收的放大信号之间的相位关系。可以选择这个相位关系来产生在基站(BS)的改善的信噪比(SNR)，该基站与收发器(例如，用户)进行通信。在时分双工(TDD)系统中，可以从所接收的下行链路信号预测在基站(BS)的SNR；也就是说，从在接收来自BS的发射信号时，在用户收发器处接收信号。

在本发明的实施例中，可以在频率选择的基础上，有益地选择信号Tx₁(t)和Tx₂(t)的相位关系。例如，在包括多个用户的OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)系统中，可以在逐个副载波(subcarrier-by-subcarrier)的基础上，调节信号Tx₁(t)和Tx₂(t)的相位。如另一个例子，信号Tx₁(t)和Tx₂(t)的共同相位关系可以用于所有的字载波。另外或替代性地，可以动态调节相位关系。

在本发明的一个实施例中，结合多端口网络910的相位关系的选择，本质上导致可供选择的一条发射天线(Ant.1到Ant.M)，在其中，大多数的发射信号功率是被指示的。天线的数量是不受限制的，以及在天线的子集的中，信号功率不限制于被指示到某一个。可以通过用户和多载波信号的时间(符号)适应性地进行天线的选择。天线的数量是不受限制的。可以通过频率(用户)和多载波信号的时间(符号)适应性地进行天线的选择。

本发明的其它实施例可以提供一种永久性计算机可读媒介和/或存储媒介，和/或永久性机器可读媒介和/或存储媒介，他们存储的机器代码和/或计算机程序包括至少一个代码段，所述至少一个代码段由机器和/或计算机执行，从而使该机器和/或计算机执行上述用于通过多端口网络波束成型宽带信号。

因此，本发明可以通过硬件、软件，或者软、硬件结合来实现。本发明可以以集中方式在至少一个计算机系统中实现，或者以分散方式由分布在几个互连的计算机系统中的不同部分实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计算机系统，通过安装和执行程序控制计算机系统，使其按这里所述的方法运行。

本发明还可以嵌入到计算机程序产品进行实施，程序包含能够实现本发明所述的方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，可以实现本发明的这些方法。本文件中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后实现特定功能：a)转换成其它语言、代码或符号；b)以不同的格式再现。

虽然本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或材料，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (10)

1.一种方法，其特征在于，包括：

检测每一个通过多条天线接收的多个信号的相位，

生成多个发射信号，其中根据至少一个所述接收信号的检测相位来确定至少一个所述多个发射信号的相位；

分别放大每一个所述生成的多个发射信号，以生成多个放大信号；及

将多个放大信号输入到多端口网络的多个第一端口，其中，根据输入到至少两个所述多个第一端口的信号来测定所述多端口网络的至少一个第二端口。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发射信号与一个或多个空间流相对应。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：利用不同的权重对每一个与所述发射信号相对应的一个或多个空间流进行加权。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，至少一个所述多个放大信号在被输入到所述多端口网络之前，通过至少一个同轴开关。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在一条或所述多条天线和一个或多个相应的路径中的一个或多个相应的发射/接收开关之间放置一个或多个定向耦合器。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括根据来自所述一个或多个定向耦合器的相应的信号，来对所述多个放大信号的每一个的相位和/或振幅进行测量。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：利用一个或多个校准信号对所述接收信号的振幅和/或相位进行测量，所述校准信号应用于所述多个定向耦合器中的一个或多个。

8.一种系统，其特征在于，包括：

一个或多个电路，其应用在通信设备中，所述一个或多个电路用于：

检测每一个通过多条天线接收的多个信号的相位，

生成多个发射信号，其中根据至少一个所述接收信号的检测相位来确定至少一个所述多个发射信号的相位；

分别放大每一个所述生成的多个发射信号，以生成多个放大信号；及

将多个放大信号输入到多端口网络的多个第一端口，其中，根据输入到至少两个所述多个第一端口的信号来测定所述多端口网络的至少一个第二端口。

9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述发射信号与一个或多个空间流相对应。

10.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述一个或多个电路用于利用不同的权重对每一个与所述发射信号相对应的一个或多个空间流进行加权。

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