CN102668349A - 降压转换器及包含该降压转换器的逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种降压转换器（5），用于将输入端子处的DC电压转换为输出端子处的输出电压。降压转换器（5）包括：DC电压线路，其包括在所述输出端子之间的至少两个电容器（C1和C2）的串联连接；及所述串联连接的每一个电容器（C1和C2）一条的分支电路（A、B）。每一条分支电路（A、B）都包括电感器（L1、L2）和续流二极管（D1、D2）。所述输入端子中的第一个由半导体开关（S1）和所述分支电路中的第一个（A）的电感器（L1）的串联连接连接到第一输出端子；所述分支电路被耦接，用于平衡横跨其电感器（L1、L2）的电压。可以在逆变器（4）的逆变器电桥的上游使用所述降压转换器，以使得在输入端子处的最大电压可以超过逆变器（4）中电桥开关的最大额定电压。

Description

降压转换器及包含该降压转换器的逆变器

相关申请的交叉参考

本申请要求于2009年11月9日提交的、题为“Wechselrichter-Schaltungsanordnung”的共同未决德国专利申请NO.DE102009052461.4的优先权。

技术领域

本发明总体上涉及具有耦合分支电路的降压转换器。具体地，本发明涉及构成逆变器的输入部分的降压转换器（buck converter），所述逆变器包括用于连接光伏发电机的输入端子、AC输出端及包括用于DC-AC转换的半导体开关元件的桥接电路。

背景技术

光伏逆变器用于将由光伏发电机或模块产生的DC电压转换为适应电网的电力。此类逆变器需要具有相对高的效率。为此，已经努力降低开关损耗及来自逆变器或光伏电力系统的其他种类的损耗。

已知的光伏逆变器具有高达1000V的输入电压或系统电压。将具有最大额定电压1200V的标准半导体部件用于这种逆变器。

也存在具有较低输入电压的光伏逆变器。在此情况下，将升压转换器用于增大DC电压，同时，逆变器或者更具体地，逆变器电桥或逆变器的桥接电路通常将电压降压到电网电压的电平。

已知的一些解决方案包含DC/AC转换器和电力变压器，这意味着它们无需升压转换器来用于电压调整。然而，包含电力变压器带来了额外的损耗。

通过将系统或光伏逆变器的开路DC电压增大到例如1500V可以减小损耗。这有几个原因。

光伏电压的增大会避免在无变压器的电力系统中需要升压转换器，并从而提高了效率。

在以电力变压器为特征的设备中，可以增大施加于变压器初级端的电压，这又会降低相应的电流，并从而减小任何传导损耗。

在较高的电压及因此的较低电流会导致所有供电线路、触点或类似部件中的较低电阻损耗的程度上，它是有利的。

然而，增大输入DC电压具有很大的缺点，因为会超过标准1200V半导体的电压负载，以至于会需要昂贵且损耗更高的1700V半导体。在使用1700V半导体时，将电压增大到1500V会进一步限制可用的逆变器操作范围，从而损害了成本效率。

为了以330V到1000V的输入电压来操作光伏逆变器，可以使用诸如在DE 102005047373 A1中公开的降压转换器。这个降压转换器由两个开关、两个串联电容器、两个续流二极管和两个存储扼流圈组成。然而，注意，这个转换器仅仅是为1200V或更低的电压而设计的。它不是为例如1500V的更高电压而设计的。它也需要两个完全位于电路通路内的半导体开关，这是昂贵的，因为包含了更多数量的部件，并从而带来额外的损耗。

根据DE 10103633A1，可以使用具有多个分支电路的电源电子扼流圈转换器来调整电压。这个转换器需要三个开关、三个续流二极管、三个存储扼流圈和两个电容器。

US 5977753A公开了一种降压转换器，其借助两个变压器耦合的电感器提供两个输出。每一个电感器都连接到相应的输出电容器并连接到相应的二极管，以便允许电流流入相应的电感器中，用于在脉冲输入供电的脉冲之间的间隔期间对相应的输出电容器进行充电。由布置在输入供电线路中的开关来提供输入供电。一个电感器直接连接到下游的这个开关，另一个电感器经由耦合电容器连接到这个开关，以使得用于充电相应输出电容器的电流在脉冲期间流入两个电感器中。在两个输出端处的输出电压是不同的。

本发明的目的在于提供一种降压转换器，其需要较少数量的有源部件并具有高效率。

本发明的另一个目的在于提供一种降压转换器，其可以保持逆变器的DC输入线路电压恒定，以便允许使用额定1200V的半导体。恒定的DC输入线路电压会进一步减小半导体传导损耗及磁化损耗。

发明内容

本发明涉及一种用于将输入端子的DC电压转换为输出端子的输出电压的降压转换器。这个降压转换器包括DC线路，其包括在输出端子之间的至少两个电容器的串联连接；及所述串联连接的每一个电容器的一条分支电路，每一条分支电路都包括电感器和续流二极管。所述输入端子中的第一个由半导体开关和所述分支电路中的第一个的电感器的串联连接连接到第一输出端子；耦接所述分支电路，用于平衡横跨其电感器的电压。

在审查了以下的附图和详细说明后，本发明的其他特征和优点对于本领域技术人员来说将变得显而易见。意图是，所有这些额外的特征和优点都应包含在如权利要求所限定的本发明的范围内。

附图说明

参考以下的附图会更好地理解本发明。附图中的部件不一定是按照比例绘制的，重点在于清楚地示出本发明的原理。在附图中，相似的附图标记用于在几个视图中标明相应的部件。

图1图示说明了具有逆变器系统的PV发电厂，或者更具体地，与电网连接的PV发电厂，包括具有与DC开关一起布置在其输入端处的降压转换器的逆变器。

图2示出了降压转换器的第一实施例。

图3示出了降压转换器的第二实施例。

图4示出了在半导体开关闭合时的降压转换器中的电流流动通路。

图5示出了在半导体开关打开时的降压转换器中的电流流动通路。

图6是流入降压转换器中的电流的图示。

图7是由降压转换器的半导体开关阻断的标准化电压的图示。

图8是半导体开关中的标准化开关损耗的图示。

图9是标准化传导损耗的另一个图示；以及

图10示出了根据现有技术的电路结构。

具体实施方式

本发明涉及了将降压转换器与DC电压线路一起用作光伏逆变器的输入级的思想。由于其处于电流通路中的前面的位置，降压转换器所具有的极高效率是非常有利的。

本发明利用了降压转换器相比于所有其他电源电子转换器代表了非常有效的解决方案的知识。可以设计本发明的特定降压转换器以减小出现在半导体部件处的最大电压，以便允许使用具有低特定开关损耗和成本的部件。特定开关损耗取决于最大反向电压，并且例如在使用第三代IGBT时，可以由以下等式来估计该特定开关损耗：

P_S=(U_S,max/U_ref)^1.4

对于为整个工作电压范围而设计的常规降压转换器，变压比M等于占空比D（M=D，其中，0≤M≤1）。与输入电压U（或E1或U1）相关的最大开关电压U_S,max为U_S,max/U₁=1，与输出电压U₂相关的最大开关电压U_S,max为U_S,max/U₂=1/M。

本发明的目的在于设计一种降压转换器，其可以利用以下内容：实践中，PV发电机的实际电压范围小于1:2。给定恒定输出电压，反向电压U_S,max应由输入电压与输出电压的一半之间的差值产生

$U_{S,\max }=U_1-(U_2/2)=U_2\·(\frac{1}{M}-\frac{1}{2})=U_1\·(1-\frac{M}{2})$

然而，全输出电压U₂应在开关动作前出现，这可以通过适当地控制逆变器来实现。

本发明确保了逆变器覆盖特定的输入电压范围。光伏电力系统具有不能被超过的指定最大系统电压。当电力输入公共400V电网时，用于三相逆变器的最大功率点（MPP）必须高于700V。然而，相对于工作电压范围，光伏发电机可以产生极高的开路电压。

本发明的一个基本思想涉及将DC电压线路分割为至少两个电容器，并为每一个电容器配备相应的扼流圈或者电感器，以及续流通路。

本发明使得以高效的方式将系统电压增大到1500V成为可能。

根据本发明的一个方案，降压转换器可以连接到光伏逆变器的逆变器电桥电路的上游。降压转换器包括半导体开关，其串联连接到第一电感器和形成DC电压线路的至少两个串联的电容器，其中，在串联的电容器的中点处，连接了续流二极管和另外的电感器。当半导体开关打开时，所述另外的电感器驱使续流电流通过一另外的二极管。这个解决方案的优点在于仅需具有相当低额定电压的单个开关，并且从而具有高效率。例如，可以将节省成本的标准1200V半导体开关用于1500V的系统电压。

本发明优于常规电路的另一个优点在于出现在降压转换器的开关处的最大电压小于输入电压。在常规降压转换器中，其等于输入电压。

本发明易于实现将到达逆变器的逆变器电桥的输入电压限制为1000V或更少的目的。半导体部件上的容许电压负荷可以在由发电机提供的输入电压的三分之一到四分之三的范围内。优选地，其在900V到1300V的范围内，具体地，约为1000V。降压转换器的最大输入电压可以基本上高于1000V，具体地，高于1200V。其可以在1300V到1700V的范围内，具体地，约为1500V。连接到降压转换器的输入端的光伏发电机的输出电压，例如可以在1000V到1500V的范围内。在降压转换器的半导体开关上的电压负荷可以在由发电机提供的输入电压的四分之一到一半的范围内。优选地，其在800V到1000V的范围内，具体地，约为900V。

在设计该电路时，必须确保全输出电压在降压转换器的开关动作前出现，这可以通过相应地控制逆变器来实现。

在降压转换器的一个有利实施例中，耦合电容器连接在半导体开关与第一电感器的接合点和所述另外的电感器与所述另外的二极管的接合点之间。耦合电容器的用途是在以易泄漏的耦合来使用磁耦合的扼流圈时使漏电感消磁，并避免第二电感器的完全消磁。线圈可以用于形成电感器。由于在每一次开关过程中线圈与耦合电容器并联布置，耦合电容器还充当在不同电感器线圈之间的额外耦合方式，从而平衡了横跨电感器线圈的电压。结果，改变电感器的匝数比N1/N2对于在串联的电容器之间的电压划分没有影响。

使用耦合电容器，电感甚至可以由磁去耦的扼流圈来提供。这是本发明的一个优选实施例。

由于耦合电容器可以用于抵消在两个线圈之间的磁耦合，电感也可以由气冷蛇管（air coil）来实现，以便获得简化的电路。气冷蛇管的另一个优点在于它们在没有任何明显的效率下降的情况下允许更高的电流纹波。

在基于本发明的电路结构的另一个优选实施例中，耦合电容器具有与连接到另外的二极管的第二串联电容器相同的电容。因此，在耦合电容器与第二电容器二者上的电压纹波数值相同，这导致两个续流二极管同时阻断。

现在更详细地参考附图，图1示出了逆变器1的电路结构，其具有：DC电压输入端2，包括用于连接光伏发电机PG的DC开关；以及AC电压输出端3，其经由变压器T连接到AC电网N。没有变压器的逆变器1的实施例也是可以的。逆变器1用于将例如1100V的DC电压转换为例如220/380V、50Hz的三相AC电压，其中，光伏发电机PG的最大系统电压或者开路电压是1500V DC。例如，最大工作电压可以在1100V到1200V范围内，取决于光伏发电机PG的光伏模块的配线和类型。逆变器1包括逆变器电桥或桥接电路，由半导体元件以全桥或半桥结构构成，类似例如形成DC/AC转换器4的B6电路。

桥接电路位于降压转换器5的下游，降压转换器5在其输入侧连接到发电机电压，在其输出侧连接到桥接电路。这意味着将降压转换器设置在桥接电路的输入侧。降压转换器与桥接电路是两个分离的单元。配置降压转换器的降压比，以使得其容许的输入电压超过桥接电路中半导体开关元件的最大额定电压，同时减小其输出电压，以便不超过半导体开关元件的额定电压。降压转换器5减小逆变器电压负荷，更具体地，是半导体的电压负荷。半导体开关元件的额定电压例如是1200V，这取决于电路结构。为了使用1200V IGBT或其他部件，最大开关电压、持续电压或最大工作电压必须低于1000V。桥接电路包括IGBT或MOSFET或其组合。

DC/AC转换器4设置在降压转换器5的下游，根据前述等式U_S,max=U₁-(U₂/2)，其将1200V的输入电压（在开路状况下是1500V）减小了约50%，例如减小到600V（见图1）。

在此，必须观测以下情况：

-U₁（E₁）应大于最大电网电压。

-U₂应大于最大电网电压。

-U₂应低于电桥中半导体开关元件的额定电压。

-U₁（E₁）应低于最大工作电压或开路电压。

图2示出了降压转换器5的实施例。电路包括半导体开关S1，其可以是具有1200V额定电压的IGBT或者MOSFET。最大开关电压仅在开关S1打开时才出现。

电路还具有作为电感器L1和L2的磁耦合在一起的两个扼流圈、两个串联电容器C1和C2、两个续流二极管D1和D3及耦合电容器C3。由DC/AC转换器4形成的负载由电阻R1表示。有五个接合点，称为6到10。第一接合点6位于开关S1与电感器L1/耦合电容器C3之间。第二接合点7位于电感器L1与第一电容器C1之间。第三接合点8位于两个串联电容器/DC电压线路电容器C1与C2之间，并在第一二极管D1与第二电感器L2之间。第四接合点9位于第二串联电容器C2与第二二极管D2之间。第五接合点10分别位于耦合电容器C3与第二电感器L2或第二二极管D2之间。

第一电感器L1、第一二极管D1以及第一电容器C1形成降压转换器5的第一分支电路A；第二电感器L2、第二二极管D2以及第二电容器C2形成第二分支电路B。结果，降压转换器的输出DC电压线路分为多条分支电路，每一条都包括串联电容器之一。另外，形成了两个续流通路（L1、D1；L2、D2）。

如图2所示，耦合电容器C3连接在第一接合点6与第五接合点10之间。如虚线所示，在这个变形中也可以不包括耦合电容器C3，其中，电感器L1与L2磁耦合。

作为图2中电路的可替换方案，电感器L1和L2可以形成为磁去耦的扼流圈，并可以实现为图3中所示的气冷蛇管。在全部其他方面中，该电路具有与图2所示的电路相同的结构。

理论上，该电路应在连续电流条件下工作。实现这个优选的条件取决于是否可获得足够的能量存储，而与所用部件的具体特性并不非常相关。作为稳定模式中的边界条件，横跨所有电容器的电压都等于输出电压的一半，其中，假定电容器C1和C2的电容相等，从而实现了二极管D1和D2的同时阻断。然而，如果电容器C1比电容器C2的电容小很多将会是有利的，因为与电容器C2相比，其具有更低的纹波。

在图4所示的第一步骤中，开关S1闭合。光伏输入电流分布在两个电力电路或分支电路A和B中。一部分电流流过第一线圈或电感器L1以及负载（电阻R1），同时其他电流流过耦合电容器C3、电感器L2和电容器C2。在这个过程中，二极管D1和D2阻断，能量存储在扼流圈或电感器L1和L2以及电容器C2和C3中。可以忽略流过电容器C1的电流，但电容器C1提供了输出DC线路电压在分支电路A和B上的对称分配。然而，因此电流在电感器L1和L2以及电容器C1、C2、C3上的分配是不对称的。

在图5所示的第二步骤中，开关S1打开。横跨两个扼流圈（电感器L1和L2）的电压的极性改变，这使得二极管D1和D2转换。现在借助电容器C2和二极管D2来分配负载电流I_R1。这使得两个扼流圈（电感器L1和L2）及电容器C2和C3放电。此时在开关S1处存在不超过U₁-U_R1/2和U₁-U_C3（U_R1是横跨R1的输出电压，U_C3是横跨电容器C3的电压）的开关电压（即，约为1200V–300V=900V）。这个电压比输入电压U₁和1200V的额定开关电压二者低得多。

以上步骤还需要电容器C2和C3具有相同的电容。在两个电容器上的电压纹波从而具有相同的值，这又导致了二极管D1和D2的同时阻断。

图6示出了正常工作中的电流波。如果S1闭合（V_gateS1=高），那么I_R1大致等于I_L1，I_C2大致等于I_C3。如果开关S1打开，那么电流I_D1大致等于I_D2，电流I_C2和I_C3的方向相反。图6还示出了电流I_L2、I_S1和I_C1。

变压比由扼流圈电压的时间积分来确定：

∫U_L1dt=(E1-U_R1)·t_on=(U_R1/2)·(T-t_on)

依据这个等式，得出以下的电压变压比M：

D·(E1-U_R1)=(U_R1/2)·(1-D)

U_R1/(E1-U_R1)=(2·D)/(1-D)

M=U_R1/E1=(2·D)/(1+D)

其中，

E1或U₁指代光伏电压或输入电压，及

D指代占空比。

相反地，以下适用于占空比D：

D=M/(2-M)

图7示出了作为M的函数的开关S1的相对反向电压（U_S,max）或标准化开关电压。

最大周期性开关电压U_S与各个二极管电压U_D1和U_D2为：

U_S=U_D1=U_D2=E1–(U_R1/2)=E1·(1-M/2)

并且因此取决于电压变压比M。

为此，该电路结构仅仅对于变压比或输入电压局限于特定范围内的应用才是有效的，正如在光伏应用的情况下。

现在将分析半导体损耗，并随后与标准降压转换器进行比较。

为了在布局上分析开关损耗，首先将考虑所释放的DC电力的量。

P_DC2=I_R1·U_R1=I_R1·E1·M

因此，所接收的DC电力的量为：

P_DC1=I_S·E1·D=I_S·E1·(M/(2-M))=P_DC2=I_R1·E1·M

因此获得的开关电流I_S是：

I_S=I_R1·(2-M)

开关损耗与以下成比例：

P_SW=I_S·U_S·ε(U_S,max)=[I_R1·(2-M)]·[E1·(1-(M/2))]·(1–(M_min/2))

P_SW=I_R1·E1·[((2-M)2·(2-M_min))/4]

这得到了标准化为DC电力的加权开关损耗：

∏S=P_SW/P_DC=((2-M)2·(2-M_min))/4M

在这个分析中尤其值得注意的是在给定相同变压比的情况下，提出的电路中的开关损耗与常规降压转换器相比所改变的程度。这得出：

∏S/∏_{S_buck}=((2-M)2·(2-M_min))/4M

图8示出了基于具有下限M_min的工作范围允许使用具有较低特定开关损耗的较低额定电压的开关的假定的情况下，标准化形式的开关损耗。

电流平方曲线的平均值（均方根）用于示出传导损耗。

I² _S,RMS=I² _S·D=[I_R1·(2-M)]²·D

参照DC电流I_R1，得到开关S的传导损耗：

P_F/P_F(D=1;M_min=0)=[RS·(IR1·(2-M))2/(I² _R1·R_S)]*D·ε(M_min)=(2-M)²·(M/(2-M))·(1–(M_min/2))

P_F/P_F(D=1;M_min=0)=M·(2-M)·((2-M_min)/2)

该分析的一个值得注意的方面包括绘制了与常规降压转换器的比较。这可以基于如下的简单的降压转换器模型来分析说明：

P_F/P_F(D=1;M_min=0)·(P_F(D=1;M_min=0)/P_{F_buck})=((2-M_min)/2)·(2-M)

图9示出了作为电压变压比M和工作范围下限M_min的函数的开关S1的标准化传导损耗。

两个图形示出了提出的电路的特征在于在限定变压比的情况下较小的开关损耗和传导损耗，这明显是更为有利的。

从而可以得出结论，基于本发明的电路结构代表了具有最少数量部件的最有效的解决方案。

重要的是注意到在此约1500V的系统电压导致了以下电压：

最大光伏电压（开路）：       1500V

MPP工作中的最大工作电压：    1200V

MPP工作中的最大开关电压：    约600V

因为MPP工作中的最大开关电压仅为600V，可以使用额定为1200V的半导体来代替额定1700V的半导体。

工作电压与选择适当的额定电压相关。然而，分别由于所谓的“额定值降低系数”以及宇宙辐射，开关电压不应超过最大工作电压的2/3左右。

图10示出了基于现有技术的不同解决方案，其需要更多数量的部件（如DE102005047373A1所记载的）。当比较基于图2和图10的电路时，这个优点变得尤其明显。

本发明不局限于这个实例，这意味着电路也可以具有串联的多个开关S1和/或串联的续流二极管，以增大总体电压稳定性。分离为其他分支电路也是可以的。另一个可能性会涉及分别通过多个并联连接的输入级或降压转换器5的光伏场的分段MPP控制。

图1的DC/AC转换器4也可以基于包括DC/AC级和DC/AC级的结构。

在实质上不脱离本发明的精神和原理的情况下，可以对本发明的优选实施例作出许多变化和修改。在这里所有这些修改和变化都旨在包含在如随后的权利要求所限定的本发明的范围内。

附图标记列表：

1-转换器

2-DC输入端

3-AC输出端

4-DC-AC转换器

5-降压转换器

6-第一接合点

7-第二接合点

8-第三接合点

9-第四接合点

10-第五接合点

A-第一分支电路

B-第二分支电路

N-AC电网

PG-光伏发电机

S1-半导体开关

T-变压器

D1、D2-二极管

L1、L2-电感器

C1-C3-电容器

Claims (15)

1.一种降压转换器（5），用于将输入端子处的DC电压转换为输出端子处的输出电压，所述降压转换器（5）包括：

-DC电压线路，其包括在所述输出端子之间的至少两个电容器（C1和C2）的串联连接；以及

-所述串联连接的每一个电容器（C1和C2）一条的分支电路（A、B），每一条分支电路（A、B）都包括电感器（L1、L2）和续流二极管（D1、D2）；

其中，所述输入端子中的第一个输入端子由半导体开关（S1）和所述分支电路中的第一个分支电路（A）的电感器（L1）的串联连接连接到第一输出端子；并且其中，所述分支电路被耦接，用于平衡横跨其电感器（L1、L2）的电压。

2.根据权利要求1所述的降压转换器，其中，在每一个分支电路中，其电感器、其电容器及其续流二极管都连接在闭合回路中。

3.根据权利要求1或2所述的降压转换器，其中，所述分支电路（A、B）的所述电感器（L1、L2）设计为磁耦合的扼流圈。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的降压转换器，其中，所述分支电路（A、B）的所述电感器（L1、L2）在其输入端电容性地耦合。

5.根据权利要求4所述的降压转换器，其中，耦合电容器（C3）连接在所述半导体开关（S1）与所述分支电路中的所述第一个分支电路（A）的电感器（L1）的接合点（6）和所述分支电路中的第二个分支电路（B）的电感器（L2）与续流二极管（D2）的接合点之间。

6.根据权利要求5所述的降压转换器，其中，所述耦合电容器（C3）的电容实质上等于所述分支电路中的所述第二个分支电路（B）的电容器（C2）的电容。

7.根据权利要求4至6中任意一项所述的降压转换器，其中，所述分支电路（A、B）的电感器（L1、L2）设计为包括气冷蛇管的磁去耦电感器。

8.根据前述权利要求中任意一项所述的降压转换器，其中，所述半导体开关（S1）的额定电压在DC电压的最大工作值的四分之一和一半之间。

9.一种在其DC输入端处包括根据前述权利要求中任意一项所述的降压转换器（5）的逆变器（1）。

10.根据权利要求9所述的逆变器（1），进一步包括变压器（T）.

11.根据权利要求9或10所述的逆变器（1），其中，所述逆变器（4）的AC输出端（3）连接到AC电网。

12.根据权利要求9至11中任意一项所述的逆变器（1），其中，所述逆变器（4）的DC输入端（3）连接到光伏发电机。

13.根据权利要求9至12中任意一项所述的逆变器（1），其中，所述降压转换器（5）的最大DC输入电压比所述逆变器（4）的电桥开关元件的最大额定电压至少高10%。

14.根据权利要求13所述的逆变器（1），其中，所述降压转换器（5）的最大DC电压约为1500V，所述逆变器（4）的电桥开关元件的最大额定电压约为1200V。

15.一种根据权利要求9至14中任意一项所述的三相逆变器。

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