CN102667521A - 高精度距离测量装置 - Google Patents

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Abstract

用于确定到目标的距离的高精度的电光飞行时间距离测量装置。该装置至少包括：发射器，用于向目标发出脉冲成形光辐射，特别地为来自激光二极管的脉冲调制激光束；用于光信号的接收器，所述光信号包括从目标散射回来的光辐射部分，该接收器被构造用于将光信号转变为电信号，该接收器特别地为诸如光电二极管或雪崩光电二极管；和滤波器，该滤波器具有用于对电信号进行滤波的传递函数，该滤波器特别地为模拟低通或带通滤波器，传递函数至少为四阶，特别地为五阶或七阶或者更高阶，从而抑制混叠。另外还包括：波形采样器，例如为模数转换器，用于将来自经滤波的电信号的脉冲形状数字化为时间量化或值量化的数字数据；以及计算装置，用于根据脉冲形状或者根据表示来自数字数据的数值信号的脉冲形状的距离的数值估计，特别地，时间分辨率的量级优于所述波形采样器的时间量化间隔。

Description

高精度距离测量装置
本发明一般地涉及根据权利要求1所述的高精度距离测量装置和根据权利要求13所述的在所述高精度距离测量装置中使用的信号估计方法。
用于通过电光方式测量距离的现有技术的装置主要是基于下面三个测量原理：
■相位测量
■基于电平的飞行时间测量
■采样飞行时间测量
当比较这三种方法时，一般地，可以说，相位测量提供最高的精度，基于电平的飞行时间测量提供最快的结果，采样飞行时间测量具有最好的灵敏度的优点。
通过使用相位测量，可以基于从测量目标反射回来的微弱的光信号，例如，在仅数皮瓦的范围内的信号，来估计距离。另一方面，这些系统具有由于在那些装置中使用的外差混频或零差混频所引起的相当高的信号信息的损失的缺点，导致相当长的测量时间。另外的缺点与实际测量的经常发生的多次反射的处理难度有关。
基于电平的运行时间测量仅能够识别幅度水平高于特定阈值的反射信号。因此，通过如此的系统不能测量低反射或距离远的目标，因为需要的高功率光源诸如激光器在技术上是复杂的并且也是昂贵的。此外，眼睛安全规定是针对能够使用的激光器的功率的另一个限制因素。
在CH670895中描述了基于采样飞行时间测量的第一距离测量装置中的一种。其中的一个重要方面是利用当确保眼睛安全时可用的低光功率来测量大范围的距离。通过采样方法，可以提高接收电子装置的灵敏度，并且还可以实现好得多的信噪比(SNR)。距离测量的精度不是其中教导的焦点。因为模数转换器(ADC)仅具有四个比特的分辨率，所以由此引入的量化误差往往限制可实现的距离测量的精度。模数转换器(ADC)通常还包含采样/保持单元，该采样/保持单元是信号数字化处理的第一级中的一个。
文献DE 3620226也遭受相似的缺陷。
公开文献PCT/EP2007/006226公开了利用接收信号的直接采样的距离测量装置。其中，在允许大的动态范围的输入信号和提供在大范围的输入功率上的可靠结果的同时，通过两种不同的方式来确定距离。
国际申请PCT/EP2008/009010公开了利用移动测量束来测量距离的装置，由此，距离测量的动态和获取时间是重要的因素。如此的装置例如可以用于在建筑工地上的旋转扫描仪、靠模工具机或激光投影仪，从而实现沿着投影到表面上的轨迹点的距离信息的估计。这里使用飞行时间测量，但是其中没有与距离测量的精度相关的信息或者存在任何改善的教导。
基于采样运行时间测量的距离测量装置的特征在于，通过在幅度和时间上对信号的量化而直接地对由诸如光电二极管这样的光电装置所接收的光的反射脉冲的电子放大信号进行采样。由于所述事实，这些装置也称为WFD（波形数字化器（Wave FormDigitizer）），因为距离估计是基于接收信号的数字表示形式。
根据WFD原理的用于距离测量的典型装置至少包括：
发射器，用于向布置在待测量的距离上的目标上进行光辐射（通常为由激光二极管发射的光脉冲）。
接收器，用于发射的光辐射的从目标散射回装置的那些部分。得到的电信号通过某一低噪声放大器来放大并且被馈送到诸如模数转换器(ADC)这样的采样装置中，以便于例如在FPGA、ASIC、uC、uP、DSP等中的进一步的数字估计。
在优选实施方式中，发射的光的一部分也以已知长度的参考路线为路径并且然后直接馈送到接收器。所述参考路线可以完全在装置内部和至少部分地在装置的外部，例如，通过在装置的壳体的内部或外部的某个地方安装到该装置的参考目标来实现。如在现有技术中已知的，沿着参考路线传播的光脉冲可以用作用于距离估计的参考脉冲，并且/或者它还可以用于信号幅度的校准。因为除了目标距离外，脉冲采取相同的信号路线，所以由此可以有效地校准电子装置和光学装置的非线性和环境影响。
信号脉冲的经数字化的形状用来确定距离。因为装置可以采样重复发射的信号多于一次并且按照正确的排列累计它的数字表示，所以可以根据累计的次数的平方根来改善信噪比，并且因此，例如通过弱反射或远离目标，基于采样运行时间测量的装置也能够在低信号强度的反射下工作。根据实际执行的测量任务的需要，可以通过累计的次数的变化，在测量的精度和测量所需要的时间之间进行权衡。
由于如下的事实，WFD可以进一步地实现良好的信噪比(SNR)，即，上述事实为：仅在当脉冲也存在时的短的时段期间估计噪声，而在其余时间期间，噪声被消除。由此，根据光学测量信号的占空比的平方根降低SNR。低的占空比也引起了与眼睛安全相关的优点，如下面进一步描述的。
尽管通过现有技术的WFD执行的距离测量的再现性相当高，但是绝对距离的精度（例如，通常甚至高于3mm）低于通过相位测量可实现的精度。因此，如此的测量不能用于高精度的测距仪或测地学设备，诸如经纬仪或3D扫描仪，因为这些装置通常需要更好的绝对精度。
通过确定由发射器发出并且由接收器接收的光脉冲的传播时间来估计距离信息。在WFD中，这是在几百Mhz的适当的高采样速率下根据波形采样器(ADC)的数字化的脉冲信息来完成的。在第一步骤中，这可以通过仅识别脉冲的存在来完成，因此，可以在一个或几个采样周期内估计光的传播时间。由此，获得了具有低分辨率的最初的粗糙距离信息。
粗糙的分辨率具有依赖于ADC的采样频率fs的精度，从而导致Ts=1/fs的时间不确定度：
2 · TOF Ts = n 1 · NR 1 + nf 1 - - - ( 1 )
其中，TOF表示“飞行时间”，激光脉冲利用该飞行时间在目标和测量装置之间来回传播。
测量值nf1表示在开始触发和采样波形的接收脉冲的特性信号之间的采样间隔的数量。符号NR1表示在由发射器发送的两个脉冲之间的采样的数量。因此，NR1=1/(Ts*frep1)，其中frep1为发射的光辐射的脉冲率，并且n1是同时在测量装置和目标之间传播的脉冲的数量。
对于短距离，n1估计为零，但是如果激光的脉冲重复时间小于脉冲相对于两倍的待测量距离的传播时间，则多于一个的脉冲同时在沿着测量距离传播的途中。
例如，根据相位测量装置已知的一种方法允许脉冲的数量n1的确定也应用到采样距离测量仪表。为了示例而进一步描述的示例是基于使用用于发射脉冲的第二发射速率frep2，由此，可以估计采样间隔的第二数量nf2。
然后可以根据下面的公式来估计针对距离不确定性的解：
2 · TOF Ts = nf 1 · NR 2 - nf 2 · NR 1 NR 2 - NR 1 - - - ( 2 )
并且在发送频率frep1下的脉冲的数量n1估计为：
n 1 · NR 1 = round ( nf 1 · NR 2 - nf 2 · NR 1 NR 2 - NR 1 - nf 1 ) - - - ( 3 )
函数“round()”描述上舍入到下一个整数的运算。如果将n1代入到公式（1）中，可以完成距离的粗略的大致估计。
为了进一步地改善时间和距离分辨率，下面进一步详细描述的那些示例性算法中的一种可以用来计算信号的二次采样分辨率，并且获得更加准确的时间信息，也导致了与数字化的采样速率相比具有更加准确的分辨率的距离测量。
为了实现在装置和目标之间的例如0.2mm的距离精度，需要1.3ps的时间分辨率。因此，ADC将需要每秒1/1.3ps=750*109次的采样频率(750GS/s)。因为目前的大约100MS/s到6GS/s的采样速率普遍地用于如此的装置，所以上述的采样速率超过了现有技术的转换器，其中，MS代表兆(106)次采样并且GS代表吉(109)次采样。当采样速度增大时，这些装置的价格急剧地上升。
为了实现皮秒的时间分辨率，通过计算从测量的信号中提取脉冲的至少一个时间相关的参数（例如，相位信息）。由于相当低的采样速率，迄今为止，数字数据也不能表示接收到的脉冲的所有信息。因为不满足奈奎斯特香农采样理论，所以从数字数据直接完整地重构信号是不可能的。因此，已经提出许多其它的方法用于在前面所述的现有技术中的信号插值。
如从现有技术的装置已知，例如在WO 2009/129552中所描述的，包括时间相关的参数和二次采样时间的关系（优选地，单调关系）的查询表或查询函数可以用于该目的。由此，相当复杂的任务是：通过例如系统辨识或通过在普通采样间隔之间的参考值的测量，生成如此的查询表或公式，例如，在二次采样步骤中将采样时间偏移小于采样周期。
用于二次采样的另一种等效的方式是通过该二次采样步骤在时间上偏移发送的信号，这在所要求的精度下通常更容易实现。而且，这允许测量在普通采样时间之间的信号的形状，以获得在二次采样时间分辨率下的值，该值可以用于所述查询表或函数的生成。
在量化参数和二次采样时间之间的关系取决于诸如温度、信号幅度、接收器或放大器的非线性和限幅等这样的大量因素，上述事实是在如此的辨识任务中的巨大挑战。
针对在测量期间用于距离的精细时间分辨率的估计，也存在许多已知的不同的方法。例如通过两个脉冲的互相关，可以实现脉冲的二次采样时间偏移的内插。该方法的缺点是，它的执行需要各种计算工作，因此，它是相当慢的。此外，结果不是没有偏差的并且可能包括偏差。
基于查询表和计算的组合，该方法的其它已知的示例是基于脉冲形状的特性信号或者一个或更多个已知特征的内插。脉冲的如此的特征的例如可以是它的重心、过零、它的上升边缘的转折点、或在不同的固定的或幅度成比例的触发电平的估计。
如上所述的与查询表相关的大问题是，它们仅对预定组的脉冲形状有效，所述预定组的脉冲表示为参考或校准脉冲。如果例如随着激光器的温度的上升，由于电源电压的变化、由于目标到视线的倾斜、或者由于老化，实际形状改变，则表格的值不再合适，并且这可以导致最终获得的绝对距离的各种误差。
特别地，也称为系统辨识的用于查询表的准确值的获取可能是相当困难的任务。
为了在装置的生产期间或者在它在本领域的使用期间确定校准表，还需要大量的时间和计算工作，特别是当这些表格依赖于诸如温度这样的环境条件时。
查询表和相关校正算法的一个大的缺点是：脉冲的形状的最轻微的改变可能导致在估计的脉冲时间和真实距离之间的不准确的关系。通过该方式，几乎不可能实现高精度，并且甚至更难以保证高精度。这些误差中的一些例如可以被认为是距离的系统偏差，以ADC的采样速率的两倍发生，在距离上被观察为3*108m/(2*ADC_采样_速率)的周期。
在SPIE Vol.6622中公开的International Symposium on Photoelectronic Detectionand Imaging 2007上LI Ping等人的文章“Laser short-range detection system using digitalprocessing”介绍了一种利用没有进一步详细说明的实时处理的基于FPGA和DSP的短程检测系统。该系统包括在简单的三级的六阶滤波器之后的ADC，所述滤波器用于对高频噪声进行滤波，以改善信噪比，并且防止信号的失真以及混叠。该滤波器具有超过3dB点的波纹和小于-55dB的有效衰减，并且它的转折频率低于采样速率的1/8。
文献US 2008/304043公开了接收信号到更低频率的外差混合，由此可以使用低速ADC。对在混合之后的滤波的要求也是相当低的，因为通过混合而引入的频率偏移是相当大的，例如，在该文献的实施方式中的因子为128。
其它已知的系统，诸如在US 2005/008271中描述的系统，通过使用等效的时间采样技术，避免了高频采样和高频高阶的滤波，从而促进了在低采样速率下的经济的模数转换处理。在这些方案中的一个缺陷是：许多脉冲必须由等效的时间采样来处理以获得结果。
因此，本发明的目的是改善电光距离测量装置。
本发明的更加具体的目的是将采样距离测量装置的距离精度提高到mm或亚mm的范围，例如0.5mm或0.1mm。如此的精度级别仅可以通过现有技术中的干涉仪或相位测量装置实现。
本发明的另一个目的是使得WFD装置针对环境条件的改变和老化更加坚固和耐用。
本发明的另一个目的是避免或至少减少对在辨识处理之后存储在存储器中的查询表的依赖。
本发明的另一个的目的是通过容易实施的简单手段，依靠现有技术的WFD装置来实现增加的绝对距离精度。
本发明的非常特殊的目的是实现在WFD中的接收信号的更好的数字表示，从而实现更高的测量精度。
这些目的通过实现独立权利要求的特征来实现。在专利的从属权利要求中描述了以可选或优选的方式进一步地实现本发明的特征。
根据本发明的距离测量装置没有如从现有技术已知的一样地依赖存储与接收的光脉冲的识别形状有关的信息的查询表或函数。
这是以下面描述的容易实施但是非常有效的方式实现的。
将高阶的滤波器引入信号路线中导致测量距离的精度的意想不到的改善，具体地，改善了绝对距离值。高阶滤波器例如为七阶或更高阶的滤波器，这比从现有技术装置已知的一阶、二阶、或三阶的简单噪声抑制滤波器的阶高得多。
如果在采样之前减小接收信号的带宽，使得所有距离相关频率低于用于在ADC中的时间量化的采样频率的一半，则满足奈奎斯特香农理论，并且基于采样的数字数据而准确地重构信号的形状是可能的。通过允许信号的形状的完整重构的信号的数字表示，可以以更高的精度估计脉冲的准确的时间位置，即使在信号采样之间的任何时间点。由此，信号到二次采样分辨率的完整重构不一定需要数值地执行，因为数据的理论重构对于改善在数据的进一步处理中的结果的精度是足够的。
作为示例，通过等式s(t)=∑(s(n)*sinc(π*(t-n))，针对在采样时间点n*Ts之间的每一个时刻，可以实现脉冲形状的重构，其中，∑表示在一些相关采样点上的和，sinc是函数sin(x)/x。以采样时间Ts为单位指定时间t，并且t是可以在采样时间之间的重新采样时间点。在当前的处理能力下，可以实时地完成重新采样，这意味着可以按照流模式实施信号处理。
换句话说，重新采样是基于从数字数据对脉冲形状的幅度值进行的数值重构，其中所述数字数据利用ADC的采样速率在分离的时间被采样，由此，在时间和/或幅度上的分辨率高于采样ADC的。如在本领域中已知的，也可以首先利用更高的时间分辨率来重构波形，并且然后再从重构的波形中仅获取特定的采样，这在原始的采样速率和期望的采样速率不是彼此的直接倍数的情况下是特别有用的。还可以重构波形并且再利用原始采样速率对它进行采样，但是在时间上偏移，即，在两个原始采样之间的新的采样时间。至少理论上，这可以在没有信息损失的情况下完成。然而，可以由采样信号的带宽表示的信息内容保持所谓的奈奎斯特频率和采样幅度的量化值分辨率并且被该所谓的奈奎斯特频率和采样幅度的量化值分辨率所限制。
为了实现有效的重构，在ADC处的信号的至少主要部分必须在奈奎斯特频带内，优选地但不是必须地在第一奈奎斯特频带内。这与脉冲的形状无关地作用，由此可以显著地提高运行时间测量的精度。
与此相比，根据现有技术的采样距离测量装置使用不满足奈奎斯特香农理论的滤波器链。用于限制信号的频谱的转折频率fg（或者由-3dB的衰减所表征的f3dB）属于具有在频率范围中的平缓斜率的低阶类型。对于高于fg的频率，它们仅实现了低的抑制率，原因在于不完全地满足奈奎斯特香农理论，这导致了在数字数据中的混叠效应，该混叠效应阻碍了准确的重构和精确的距离测量。
例如，DE 102005033403也包含了与混叠引起的精度问题相关的教导，但是它提出了一种将人为混叠引入存储的参考信号中的相当复杂的解决方案。混叠被描述为不能被克服的不可避免的问题，并且它对距离精度的影响仅能够通过一些复杂的估计方法来绕开，而不是如在本申请中一样直接地避免混叠，由此，估计可以更加简单并且也更加稳健。
转折频率或带宽通常在关于采样频率的奈奎斯特标准附近是不平坦的，因为滤波器的主要目的仅是将不期望的噪声从高频范围去除并且/或者抑制DC偏置。
仅低阶滤波器的使用看起来也是明显的，因为公知的是，高阶滤波器易于在时域中引入信号的相当严重的失真。因为飞行时间信息为时域值，所以试图尽量避免如此的失真看起来是明显的。否则，信号的时域参数的准确测量看起来是不可能的，因为信号的形状是变形的。
例如，在文献US 2004/0070746中，示出的脉冲具有单极的形状，这是在具有边缘陡度较低的频率响应的一般的低阶信号滤波器的输出端的典型响应。
因此，在现有技术中使用的抗混叠滤波器为低阶：一阶、二阶、或者可能三阶，它们都具有保持信号的变形尽可能低的设计目标。它们的主要目的经常仅是通过抑制高频噪声而根本不是设计用于避免混叠来改善SNR。
另一个方面是如下的事实，即，一般地，稳定的高阶模拟滤波器的设计是复杂的工作，因为已知高阶模拟滤波器如果没有被正确地设计并且利用相当昂贵的耐用性低的电子部件制造的话，在时间和温度方面容易是不稳定的，电路经常在试运行的同时甚至就必须细调。
将如此的滤波器实施到波形数字化距离测量单元中看起来并不是理想的，因为对如此的高阶频率滤波器的传递函数的仔细观察并没有得到任何如下的预期，即，如此的滤波器可以有助于实现时间信号的更加准确的测量。这些传递函数通常遭遇相当高的增益波动，并且已知它们将导致在时域中的振荡和脉冲后振动效应。技术人员可以例如通过示波器容易地研究这些失真，并且那里示出的信号将毫无疑问地向技术人员证明那些滤波器对于其中必须分析时域信号的应用而言是不理想的。
此外，已知的是，从具有陡的斜率的滤波器已知的非线性相位响应将导致引入时间信号的失真的包络延迟的变化。
与此相比，本发明至少在信号路线中引入高阶滤波器，以摆脱混叠效应问题，该混叠效应问题虽然没有被明显地预想到，但是已经证明在本申请中是更加主要的问题。
如从理论（例如，从Robert J.Marks的书“Introduction to Shannon sampling andinterpolation theory”-Springer Verlag 1991或者“Advanced topics in Shannon samplingand interpolation theory”Springer Verlag 1993）已知的是，只有当信号不包括高于采样频率的一半的频率时，数字化信号的完整并且正确的重构才是可能的。通过采样处理，将具有高于fg的频率的信号的所有频谱成分折叠到奈奎斯特频带中。这可能在信号的幅度以及相位中引入相当大的误差。
该关联性初看不明显的原因也是如下的事实，即，当工程人员在实际中观察时域信号时几乎看不到混叠。
解释本发明的效果的另一个方式是估计的不是脉冲的实际形状，而是由滤波器或者包括所有滤波器元件的信号路线所形成的形状。只要以相同的方式对脉冲进行滤波，失真实际并不是问题，只要它对于所有脉冲是共同的，并且不存在通过混叠添加的无效信息。虽然通过滤波器改变脉冲的形状，但是计时的准确测量仍然是可能的并且由此甚至被改善。本发明显著地改善了彼此比较的两个脉冲形状（或者形状表示的特征或信号）的匹配，即使通过去除较高频率而引入了与实际脉冲的形状相关的一些信息的损失。关于匹配的另一个表述可以是在由数字数据表示的两个脉冲形状之间的相似性的获得，接近在重叠两个脉冲形状时的最佳配合。
因为脉冲的实际形状不再是距离误差的主要原因，所以针对脉冲形状辨识以及它在查询表中的表示的要求可以降低。由此整个装置相对于诸如温度、老化、目标属性等这样的环境改变变得更加坚固。
通过使用在截止频率附近的频域中具有陡的斜率的高阶滤波器，可以最小化由滤波器的阻尼引入的信号的有用信息的损失，因为滤波器仅抑制了如下的频率，即，所述频率不包含太多的有用信息而是导致由于混叠效应引起的信号失真。
下面将参考在附图中示意性地示出的工作示例，仅通过示例的方式，更加详细地描述或说明根据本发明的距离测量装置和根据本发明的信号估计方法。具体地，
图1示意性地示出了根据现有技术的典型的WFD距离测量装置的示例；
图2a示意性地示出了根据本发明的具有滤波器的WFD距离测量装置的示例性实施方式，其中，仅示出了解释该WFD距离测量装置的功能所需的最重要的部分；
图2b示意性地示出了根据本发明的具有滤波器的WFD距离测量装置的另一个示例性实施方式，其中，输出信号和输入信号都通过滤波器来成形；
图3a示出了在不同阶的滤波器的情况下的频域信号的比较以说明本发明的效果；
图3b示出了在不同阶的滤波器的情况下的频域信号的比较以说明本发明的效果，并且具有与图3a相比增加的带宽；
图4a示出了在不同阶的滤波器的情况下的时域信号的比较和可实现的周期内插误差以说明本发明的效果；
图4b示出了在不同阶的滤波器的情况下的时域信号的比较和可实现的周期内插误差以说明本发明的效果，并且具有与图4a相比减小的带宽；
图5a示出了在如现有技术中使用的低阶滤波器的情况下模拟信号以及相应的数字信号的相位与频率之间关系的示例；
图5b示出了在根据本发明的高阶滤波器的情况下模拟信号以及相应的数字信号的相位与频率之间关系的示例；
图6a示出了如下的图，在该图中，相对于滤波器的阶绘制在距离上可实现的误差，以说明本发明的意想不到的效果；
图6b示出了针对不同阶的滤波器在奈奎斯特频率处的阻尼因数的图，该阻尼因数用于图6a的曲线的计算；
图7示出了飞行时间距离测量的原理和脉冲的示例，并且例示了在根据本发明的WFD中的成形的脉冲的采样。
下面的附图不应该认为按照比例绘制。
图1示出了在现有技术中已知的距离测量单元的示例。为了说明WFD的操作的原理，仅示意地绘制了与此相关的部分。
发射单元1发出由控制器单元5和输出驱动器9控制的光脉冲e。在大部分实施方式中，激光二极管用于生成这些光脉冲，并且一些光学装置用来对激光束进行准直。如用符号所标注的，当主要光束通过一些光学装置而朝着位于待测量距离处的目标7发射时，发射的光的一部分e'被分离。
目标7将光的至少一部分朝着光接收器2反射回来，通常由之间的一些光学装置聚焦。已经传播经过已知参考路线的信号e'也被施加到例如为光电二极管的接收器2，从而获得相应的电信号以用于进一步的处理。
电信号需要由放大器进行放大。如此的放大例如可以通过电子放大级和/或通过雪崩光电二极管(APD)或者两者一起来实现。在图中，放大包括在接收器2中，没有绘制用于放大的明确的方块。作为示例，可以使用在EP 2026479中介绍的电路。
得到的电信号通过高速的模数转换器(ADC)4数字化，以用于对接收脉冲的形状采样。因此，信号的幅度的形状的数字表示，特别地，接收光脉冲的形状的数字表示，由ADC通过以周期性的采样时间间隔（=1/采样速率），按照特定的分辨率(例如，4到24个比特)，对幅度水平的值进行采样和数字化而生成。
根据这些数字数据，控制器单元5基于在控制器电路5的内部或外部的存储器8中存储的某一查询表而确定如上所述的距离。针对高速或实时数据处理，控制器电路包括至少FPGA、ASIC、或者适当的DSP或高性能μΡ。
例如在WO 2008/009387或EP 1912078Al中可以找到如此的装置的另外的现有技术实施方式的示例。
图2a示出了根据本发明的距离测量装置。除了高阶滤波器3的存在以外，它的结构与图1的结构相似。
具体地，它示出了根据本发明的高精度的电光飞行时间距离测量装置，其用于确定到目标7的距离。它包括发射器1，该发射器1用于向目标7发出脉冲成形的光辐射，特别地，该光辐射是来自激光二极管、Q切换微芯片激光器或光纤激光器的脉冲调制激光束。在精度非常高的测距仪的情形中，发射器可以为LED。
它包括用于光信号的接收器2，诸如光电二极管或雪崩光电二极管，所述光信号包括从目标散射回来的光辐射部分r，该接收器被构造用于将光信号转变为电信号。而且，另外可以包括设计用于将发射的辐射e的一部分e'引向接收器2的已知参考路线。
在图2a中没有示出的是，根据测量模式，可以使得来自路线r的光辐射部分以及来自路线e'的光辐射部分同时地或分开地进入光接收器。在同时进入的情形中，仅有包括两个脉冲状的波形的单个采样信号序列，而对于依次的情形，记录了两个独立的波形。
具有用于对电信号进行滤波的传递函数的滤波器3（例如，模拟信号低通或带通滤波器）被应用到接收器的电输出信号。滤波器块3可以为包括滤波器和放大器的几个级的布置。首先，大部分放大器根据它的反馈网络可以被认为是滤波器。实际上，块2和3可以被合并，完整信号链的传递函数的频谱特性是两个块的组合或所有滤波器级的乘积。最相关的滤波器级中的一个是在ADC前面的那一个，它帮助消除由连接到上游的放大器引入的混叠贡献。
优选地，在信号路线中的放大器是低噪声类型并且高度线性的。幅度线性信号路线使得距离估计更加容易，因为距离估计相对于幅度变成不变量。
然后，诸如模数转换器这样的波形采样器4被用于将作为来自经滤波的电信号的波形的脉冲形状数字化为时间量化或值量化的数字数据。构造滤波器3，使得它的传递函数至少为七阶，特别地，为八阶或十四阶或者更高阶，从而有效地抑制混叠。
计算装置5用于根据所述脉冲形状的距离的数值估计或者根据表示来自数字数据的数值信号的脉冲形状的距离的数值估计，特别地，时间分辨率为比波形采样器的时间量化间隔更佳的量级。这是通过由数字数据表示的脉冲形状的数值重采样来实现的，具体地，根据奈奎斯特香农理论，将所述脉冲形状采样为在时间量化采样时间之间的当电信号的实际值还没有被采样并且由波形采样器4数字化时的时刻处的幅度值。
通常通过直接在ADC之后使用FPGA、PLD或ASIC来执行高速信号实时处理。
根据脉冲到目标的传播时间以及自目标起的传播时间估计的距离信息与光的速度一起设置在接口上，以便于进一步的使用。
在图2b中示出了作为本发明的具体实施方式的图2a的可能变型的另一个示例，其中，引入用于对发射激光器1的输出脉冲成形的另一个发射滤波器6。按照如此，已经通过发射滤波器的低通特性直接地在信号的生成时抑制了已知会导致混叠的不期望范围的频率。由此，接收滤波器3接收到了具有在奈奎斯特频带外的将在ADC 4处生成混叠的相当微弱的频率分量。
在一个具体的实施方式中，图2b的布置还可以包括脉冲成形滤波器6，而且相应的匹配滤波器作为在接收器2之后的电路3的子部件，例如根据光通信系统已知的。
然而，在大多数情形中，短的激光脉冲（例如，短于1或2ns）对于将由于光子噪声引起的时间抖动保持为低是有利的。第一脉冲加宽然后将发生在光电二极管和/或接收器通道中。
图3a示出了模拟信号31的频谱（下面的实曲线），以及为了比较，在不同阶（具体地，一阶（上部）、四阶（中部）、和六阶（下部））的混叠滤波器的情况下，以每秒fs=500*106次采样(fs)而获得的它的数字表示32（上面的点划线）。使用的滤波器是具有80MHz(BW)的转折频率（也称为3dB频率）的低通滤波器，fg是等于采样频率fs的一半的奈奎斯特频率，这些在理论上是已知的。
从接收器2接收到的未失真的模拟信号31被描绘为参考以揭示混叠的效果。在一阶滤波器的情况下，数字频谱32与实际频谱31几乎在整个频谱范围上都不同，特别是在较高的频率中。在四阶滤波器的情况下，在fg以及高于fg的范围中的频率被更好地抑制，并且看来已经处于可忍受的范围中，从而充分地抑制了混叠。具有小于3dB的减幅的信号的可使用带宽BW大约为80MHz。结果，对于示例性的采样频率500MHz以及滤波器的适当远的转折频率80MHz，看起来五阶和六阶的滤波器足以实现亚mm范围的精度。
在图3b中，示出了如在图3a中所示的类似的图，其中，信号带宽BW从80MHz增加到120MHz。模拟信号的未失真的频谱被表示为33（实线）并且采样信号的频谱被表示为34（点划线）。在奈奎斯特速率fg，四阶的滤波器已经不再足够，采样信号的频谱34与模拟曲线33偏离，在奈奎斯特速率处仍然具有显著的频率分量。六阶的滤波器在频率fg以及高于fg的范围几乎满足了在频谱中的奈奎斯特准则。更进一步的分析显示，对于120MHz的转折频率和500MHz的采样速率（如上），七阶的滤波器将是适当的。应该注意的是，在那些计算中没有考虑ADC的有限比特分辨率的影响。
在没有仔细地平衡滤波器带宽、采样速率和发送信号的脉冲宽度的情况下混叠的影响可能有多大可以在图6a和6b看到，并且将在下面进一步地描述。
如上所述，在信号的时域表示中，混叠的存在通常是难以看见的。当使用在距离上对应于750mm的5ns的脉冲宽度时，脉冲的形状必须准确到至少1/1000的因子，以实现足够的精度。当观察信号时难以发现的1%的脉冲失真将导致在距离上7.5mm的误差。
图4a在上面的图中描绘了经过一阶到六阶的低通滤波器所滤波的典型的输出脉冲的在时域中的仿真。滤波器链的转折频率为120MHz，其为fg的48%。虽然发射的激光脉冲非常短(1到2ns)，但是在滤波器链的输出端的输出信号被加宽，使得记录的波形具有足够的采样点（上面的图）。曲线41、42、44、和46分别属于一阶、二阶、四阶和六阶的滤波器。
在采样点之间，脉冲的时间分辨率或者其表示信号必须是无偏的，以获得在距离上的亚mm分辨率。图4a的下部示出了对于不同阶的滤波器而言的当将采样间隔内插到二次采样时间中（例如，通过使用信号的基带频谱的傅里叶逆变换）时由混叠效果引入的距离误差。针对该内插，重构脉冲的形状以克服基本采样间隔的低时间分辨率，从而确定距离。明显地，如果通过具有足够高的抑制因子的滤波器充分地抑制了混叠的影响，则任何二次采样分析就可以带来准确的结果。
图4b示出了与图4a等效的图，除了利用80MHz的减小的带宽代替图4a的120MHz。曲线41、42、43、和44分别属于一阶、二阶、三阶和四阶的滤波器。在80MHz的BW的情况下，滤波器必须为四阶，而在120MHz的BW的情况下，需要七阶滤波器以利用以500MHz运行的采样器来实现亚mm精度。如此的图可以用来当设计装置时选择正确系列的频率fs、fg和BW。
而且，在图4b的上部中的曲线标记对应于下部的曲线标记。
通过适当的分析模型，将进一步分析相关参数以及它们对距离测量的精度的影响。为了说明基础原理，现在更加详细地描述混叠效果对距离测量的影响的一个示例：
尤其将检查在频域中的相位响应，因为混叠影响信号的幅度和相位。在频域中，混叠导致在比采样频率fs的一半（也称为奈奎斯特频率fg）高的频率折叠到更低的频率。如根据采样理论所已知的，利用fg的倍数周期性地重复模拟信号的原始频谱。采样信号的最终的频谱是所有的这些部分的总和。只有当原始信号的在∣fg∣的范围外的频谱为零时，才没有引入由于混叠引起的误差。
根据现有技术的装置不能够满足该要求，因为它们的低阶的滤波器导致在∣fg∣外的不可忽略的频率分量。
滤波器的相位响应非常依赖于滤波器的阶。关于模拟脉冲信号的在n阶滤波器之后的相位响应的正切的公式为：
Figure BDA00001796755200141
其中，n是滤波器的阶，τ是与滤波器的带宽BW成反比例的，并且f是信号的频率。
在公式（4）中，给出了经滤波的信号在接下来的以速率fs采样之后的相位响应的近似。
Q ( f , fs , τ ) : = [ ( 2 · π · τ ) 2 · ( f ) 2 + 1 ] [ ( 2 · π · τ ) 2 · ( f - fs ) 2 + 1 ] - - - ( 5 )
其中，新引入的符号fs代表采样频率，并且Q是由于采样处理引起的最终得到的依赖于频率的混合等级。
图5a示出了根据式子（3）和（4）的近似在经过滤波的模拟信号52和以500MHz的速率采样的信号51之间的相位响应的差异。其中使用具有80MHz的转折频率的三阶的滤波器。针对大于大约50MHz的频率由于混叠引入的相位误差是非常显著的，因此，通过该布置，不能够实现在mm范围中的距离的精确测量。
在图5b中示出了关于经过滤波的模拟信号52和采样的信号51的相位响应的与如上所述类似的图，其中使用了六阶的滤波器和120MHz的带宽。对于120MHz或者更高的频率，在相位响应中没有明显可见的混叠的影响，这是关于信号的准确的数字表示和重构的指示。
通过等式(3)和(4)以及通过信号频率fcenter可以估计相位延迟以及群延迟对测量的距离的影响，这被认为是对于距离估计的主要因素。在图6a中给出了预期由于依赖于滤波器的阶的混叠效应所引起的距离偏移。
在水平标度上，给出了滤波器的阶，而在垂直轴上，针对120MHz的带宽，示出了处于mm量级的预期的距离误差。滤波器的阶的增加明显地增加了距离精度，由此，预期七阶的滤波器将导致明显小于1mm的误差。
基于数值的这些近似与在图4a和4b中的大致仿真结果是相当匹配的。
图6b针对由采样处理导致的镜频fg-fcenter示出了n阶滤波器的阻尼。六阶滤波器例如衰减在该频率处以及更高频率处的信号至少60dB，由此，即使当120MHz的BW对应于fg的48%时，也可以实现在低于1mm的精度。
因为在信号中包括的距离信息与频率成比例地增加，所以理想的是，使用传递函数在转折频率处的斜率大的滤波器，例如通过切比雪夫滤波器、反向切比雪夫滤波器、椭圆滤波器、或者考尔滤波器，但是通过适当设计的巴特沃兹滤波器、贝塞尔滤波器或者高斯滤波器，也可以实现测量精度的改善，特别是，后者具有在通过带中相当平坦的增益的优点。
滤波器不是仅能够通过使用分离的部件来实现，因为具有期望的滤波特性的用于该目的的预建集成电子部件用作无源或有源部件以及基于声学表面波的滤波器、压电晶体滤波器、陶瓷滤波器或在电子学中已知的其它滤波器可以有助于设计处理。
根据本发明，利用更高阶的滤波器对在WFD中的接收信号的滤波导致精度的意想不到的改善。由此，重要的因素是根据原始模拟信号的数字表示而重构并且/或者内插原始模拟信号的形状的可能性，该数字表示允许在低于采样时间的时间分辨率的情况下对脉冲的形状的数值分析。由此，可以改善飞行时间测量的精度，而且仍然使用具有诸如200Mhz的中等采样速率的担负得起费用的ADC。慢的ADC一般更便宜，并且通常具有大于12比特的分辨率。
用来确定距离的信号的主要部分必须在奈奎斯特频带m*fs+/-∣fg∣内(m为整数)，并且该频带中的较高的频率不应该衰减太多，因为它们包含有用的距离信息。因此，将高阶的总体滤波器强度引入到信号路线中。尤其地，使用典型地大约五阶或更高阶的低通滤波器或带通滤波器，例如高达十四阶。而在现有技术中，由于上述原因，仅一阶到三阶的滤波器是公知的并且被使用。
本发明的另外一个实施方式是另外地由滤波器根据期望的频率分布对由激光器发出的传输信号进行成形。由此，关于在奈奎斯特频率外的信号能量，接收的信号已经包括有利的频率分布。如此的方式可以与如在数据通信系统中已知的使用用于发射的脉冲成形滤波器和相应的用于接收的匹配滤波器的原理相比。
因为激光二极管提供在高于l Ghz的带宽，所以可以减小发出的脉冲的频谱。为了基带操作，辐射的发射脉冲的频谱由此限制到接收单元的第一奈奎斯特频带。可选地，当使用中心频率位于接收能量谱内的带通滤波器时，可以在更高的奈奎斯特频带中执行信号记录。
优选地，激光器以发射短脉冲的脉冲串的突发模式操作，从而实现在更高的奈奎斯特频带中的更加有效的操作。在该情形中，适当的接收滤波器可以为以突发频率为中心的带通滤波器。
通过根据本发明的滤波器的引入，在系统辨识的过程中，脉冲的实际形状的校准已经不再是主要的标准。如此的校准的主要目的与幅度更加相关（也被已知为距离游动vs信号幅度），因为由电子部件引入的幅度非线性可以通过滤波器来补偿。通过还考虑这些非线性，距离测量精度的进一步的改善是可能的。
一个实施方式在图2的参考路线e'使用可变光衰减器。在脉冲e'和r的相似幅度的情形中，在两个脉冲中相等地表示了非线性，如此它们不影响测量的飞行时间。用于幅度补偿的另一个方法是将可变光衰减器用于建立包含距离游动数据-信号强度的查询表。如果必要的话，在通过在整个信号动态幅度范围上步进而进行每一次测量之前，可以实现该查询表。而且可以随意地实施温度的补偿。
根据本发明的另一个实施方式，尤其与低通滤波器相比，带通滤波器的使用可以带来一些优点，因为DC分量的存在解除了差分信号传输的使用，差分信号传输通常由模数转换器使用以改善信号质量。
通过如此，还可以使用欠采样，这意味着使用任何奈奎斯特频带，不用如在上面的具体示例中详细描述的那样必须是第一奈奎斯特频带，因为采样处理的折叠特性是周期性重复的。
滤波器可以位于在光电二极管和ADC之间的接收路径中的不同位置，尤其是在放大器之前或之后或者放大器前后。因为已知放大器具有滤波器属性，所以整个滤波器块沿着信号通道分布，而光电二极管或跨阻抗放大器构成第一滤波器级。
在图7中，可以看到在接收器2处的脉冲e'和r，所述脉冲e'和r都是由发射器1所发出的辐射e的一部分，但是分别传播参考距离和目标距离以及在它们之间限定的飞行时间。下面部分是如此的脉冲的放大视图，其中，利用黑点标记由ADC数字化的信号的形状的采样点P。根据满足的奈奎斯特理论，经过滤波的信号的大致形状可以被完全重构，并且在没有精度损失的情况下，利用二次采样时间间隔分辨率进行重新采样。
通过以最小化相应采样的残差的方式比较两个脉冲来执行用于飞行时间t估计的方法。一般地，两个脉冲形的波形的信号采样的集合在采样相位方面不同，残差不是绝对最小值，并且飞行时间估计是有偏的。在奈奎斯特香农采样理论的有效性的假设下，波形可以被重新采样以最小化残差。为了简化估计过程，仅重新采样一个脉冲形的波形是足够的。保持计算量小的另一个方法是利用长度短的加窗数字滤波器核心（windowed digital filter-kernel）的信号重构或者信号重新采样，其中，仅在包括脉冲形状的具有有限长度的时间窗口中进行采样。
将最小化的优值函数例如可以为：
残差=∑(se'(m*Ts)-sr(n*Ts-t))2
而开始脉冲或参考脉冲“e′”用作时间参考，而停止脉冲“r”是移位了时间延迟t的时间。时间延迟t是通过将时间移位已经从原始停止脉冲重构的连续脉冲形状而获得的。
其中：
■se'(x)是传播了参考路线的信号“e′”在时间x的脉冲形状的数字数据，
■sr(x)是传播了参考目标路线的信号“r”在时间x的重构脉冲形状的数字数据，
■Ts是采样时间，
■∑是在脉冲形状上的和或者代表性的脉冲部分上的和。
■t是代表待确定的飞行时间的二次采样时间精度的时间偏移，
■n为“r”信号的脉冲形状的原样，
■m为“e′”信号的脉冲形状的原样。
在上面的示例中，se'的形状被重新采样，但是在其它实施方式中，也可以重新采样sr的形状或者se'和sr两者的形状。
执行该残差最小化过程的最小平方最小化迭代，残差将变得更小或者超过预定阈值。在该代数运算重新采样处理的结尾，内插时间被已知的精度达到亚皮秒。
例如，可以通过针对在第一个波形的第一脉冲部分和第二个波形的第二脉冲部分之间的残差使用最小平方最小化迭代来执行确定距离的步骤，所述第二个波形在与第一个波形的采样点对应的重新采样点处被重新采样。具体地，第二个波形的重新采样点与在相似的第一个波形内的采样时间处于相同的时间点上。
可选地，可以计算在从第一个波形的第一脉冲部分导出的数值信号和从第二个波形的第二脉冲部分导出的数值信号之间的残差最小化过程，其中，第二个波形被重新采样以便于最小化残差。
如上所述，通过匹配由数字数据表示的脉冲形状，根据在脉冲形状中的至少两个脉冲形状之间的逝去时间来估计距离。对在至少两个脉冲形状之间的逝去时间进行估计，其中，所述两个脉冲形状中的至少一个被重新采样以实现二次量化时间分辨率，特别地，其中，逝去的时间被确定为脉冲形状相对于彼此的时间调整，从而最大化脉冲形状的相似度。
在加窗处理（windowing）的情形中，当两个波形都被重新采样为相位相等的采样集合并且对脉冲位置选定相位时，实现了更加准确的距离估计。代替将脉冲形状的采样的残差进行比较，可以针对每一个波形获取代表来自数字数据的数值信号的脉冲形状。此外，通过以重新采样波形中的至少一个的方式最小化相应信号的残差来执行飞行时间t的估计。
在没有混叠的影响下，可以实现低于采样时间的时间分辨率，因为在采样点之间的信号的形状是可以准确重构的，理论上甚至达到任何分辨率。因为除了目标距离外，两个脉冲都传播相同的路线，所以对信号的环境影响也是相同的，因此可以很好地抑制环境影响，并且改善距离精度。

Claims (15)

1.一种用于确定到目标的距离的高精度的电光飞行时间距离测量装置，所述装置至少包括：
发射器（1），所述发射器用于向所述目标（7）发出脉冲成形光辐射（e），该脉冲成形光辐射（e）特别地为脉冲调制激光束；
用于光返回信号（e'+r）的接收器（2），所述光返回信号包括从所述目标散射回来的光辐射部分（r），所述接收器被构造用于将所述光返回信号转变为电信号，所述接收器特别地为光电二极管或雪崩光电二极管；
滤波器（3），所述滤波器具有用于对所述电信号进行滤波的传递函数，所述滤波器特别地为模拟信号低通或带通滤波器；
波形采样器（4），所述波形采样器例如为模数转换器，用于将来自经滤波的电信号的脉冲形状数字化为时间量化或值量化的数字数据；
计算装置（5），所述计算装置用于根据所述脉冲形状或者根据表示来自所述数字数据的数值信号的脉冲形状对所述距离进行数值估计，其中时间分辨率高于所述波形采样器(4)的采样间隔，这是通过对由所述数字数据表示的脉冲形状的数值重采样来实现的，特别地，根据奈奎斯特香农理论，将所述脉冲形状采样为在时间量化采样时间之间的当所述电信号的实际值还没有被采样时的时刻处的幅度值，
其特征在于，
所述滤波器（3）被构造为，使得它的传递函数至少为七阶，特别地为十四阶或更高阶，从而抑制混叠。
2.根据权利要求1所述的电光距离测量装置，其特征在于，
针对所述电信号的在所述波形采样器(4)的时间量化的选定的奈奎斯特频带外的混叠生成频率，所述滤波器(7)具有至少60dB的抑制率。
3.根据权利要求1到2中的一项所述的电光距离测量装置，其特征在于，
所述滤波器(3)例如为巴特沃兹滤波器、切比雪夫滤波器、反向切比雪夫滤波器、考尔滤波器、椭圆滤波器、高斯滤波器或贝塞尔滤波器，或者有源或者无源，实现为集成电路或通过离散部件实现。
4.根据权利要求1到2中的一项所述的电光距离测量装置，其特征在于，
所述滤波器(3)被实现为表面声波滤波器、陶瓷滤波器或者压电滤波器。
5.根据权利要求1到4中的一项所述的电光距离测量装置，其特征在于，
所述滤波器(3)直接连接到所述波形采样器(4)的输入端，从而用作抗混叠滤波器的所述滤波器(7)为在信号路线中位于所述波形采样器(4)之前的最后的电路块。
6.根据权利要求1到5中的一项所述的电光距离测量装置，其特征在于，
在所述发射器（1）处具有用于对发出的光辐射（e）成形的发射滤波器（6），特别地，其中，所述发射滤波器（6）被构造用于对发出的光辐射的脉冲的带宽进行低通滤波，使得在所述发射器（1）也减少导致混叠的频率分量。
7.根据权利要求1到6中的一项所述的电光距离测量装置，其特征在于，
所述装置进一步包括至少一个放大器和/或至少另一个滤波器，特别地，所述至少一个放大器具有可调的增益。
8.根据权利要求1到7中的一项所述的电光距离测量装置，其特征在于，
所述波形采样器(4)具有针对时间量化的在每秒100兆次采样到10吉次采样的范围中的采样速率以及针对值量化的6到24比特的值分辨率。
9.根据权利要求1到8中的一项所述的电光距离测量装置，其特征在于，
来自所述发射器(1)的所述光辐射的一部分作为参考信号(e')沿着已知的参考路线馈送到所述接收器(2)，并且
返回信号(r)和所述参考信号(e')由合束器合并，并且被同时地采样，或者通过到所述波形采样器(4)的选择性输入以一个接一个的方式被采样。
10.根据权利要求1到9中的一项所述的电光距离测量装置，其特征在于，
通过匹配由所述数字数据表示的所述脉冲形状以及对在所述脉冲形状中的至少两个脉冲形状之间的逝去时间进行估计，根据所述至少两个脉冲形状之间的所述逝去时间来估计距离，其中，所述两个脉冲形状中的至少一个被重新采样以实现二次量化时间分辨率，特别地，其中，所述逝去时间被确定为所述脉冲形状相对于彼此的时间对位，在所述时间对位中，所述脉冲形状的相似度被最大化。
11.一种在根据权利要求1所述的波形数字化距离测量单元中的用于信号估计的方法，所述方法包括以下步骤：
向目标对象（7）发出光辐射(e)的脉冲，特别地，在可见光或红外范围中的光辐射(e)的脉冲，
接收发出的所述光辐射的由所述目标对象散射回来的至少一部分作为电信号，
在采样时间间隔中数字化所述电信号的波形，
根据所述飞行时间方法，基于数字化的波形确定到所述目标对象（7）的距离，其中时间分辨率高于所述采样时间间隔，这是通过以重采样的表示方式对所述数字化的波形进行数值重构来实现的，特别地，根据奈奎斯特香农理论，将所述数字化的波形重构为在采样时间间隔之间的当所述电信号的实际值还没有被采样时的时刻处的幅度值，
其特征在于，
在所述数字化之前利用至少七阶的传递函数对所述电信号进行滤波，从而抑制在所述数字化中的混叠效应。
12.根据权利要求11所述的用于信号估计的方法，其特征在于，
对所述电信号的所述滤波将所述电信号的造成在所述数字化中的混叠效应的频率分量抑制至少60dB。
13.根据权利要求11或12所述的用于信号估计的方法，其特征在于，
通过匹配所述数字化的波形中的至少第一个波形和第二个波形以用于飞行时间确定来执行确定所述距离的步骤，其中，对所述第一个波形和/或第二个波形中的至少一个重采样以实现二次采样时间间隔分辨率。
14.根据权利要求13所述的用于信号估计的方法，其特征在于，
确定所述距离的步骤至少包括：针对在所述第一个波形的第一脉冲部分和所述第二个波形的第二脉冲部分之间的残差的最小平方最小化迭代，其中，在所述波形的形状内，所述第二个波形在与所述第一个波形的采样时间对应的重新采样时间点处被重新采样，
或者
在从所述第一个波形的第一脉冲部分导出的数值信号和从所述第二个波形的第二脉冲部分导出的数值信号之间的残差最小化过程，其中，所述第二个波形被重新采样以便于最小化所述残差。
15.根据权利要求11到14中的一项所述的用于信号估计的方法，其特征在于，
根据事先在辨识处理中记录的校正表格或函数对所述数字化的波形进行校准。
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