CN102645583B - 基于群周期相位处理的宽频快速频率测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于群周期相位处理的宽频快速频率测量方法，其特征在于，首先，分别对被测信号和参考信号进行调理和整形，通过调理使被测信号稳定，通过整形使参考信号变为适合采样的高频参考脉冲；其次，将高频参考脉冲进行标准化移相，移相后的脉冲和原脉冲分别作为AD转换器的时钟对被测信号在过零处进行密集采样，恢复出相位重合及重合有偏差的信息，并对相位检测信息进行控制和处理；然后，将处理后的相位检测信息作为开关信号去控制测量闸门，在相位重合点之间进行高分辨率的无间隙计数测量；最终，将闸门时间测量信息进行处理，显示出频率测量结果。

Description

基于群周期相位处理的宽频快速频率测量方法

技术领域

本发明涉及的是一种基于群周期相位处理的宽频快速频率测量方法。

背景技术

随着航空航天、激光测距、精密定位、粒子飞行探测及其它高科技领域的技术发展，对频率信号尤其是高频率点频信号的测量精度提出了更高要求。目前，用于频率测量的方法有很多，频率测量的准确度主要取决于所测量的频率范围以及被测对象的特点。而测量所能达到的精度，不仅仅取决于作为标准器使用的频率源的精度，也取决于所使用的测量设备和测量方法。常用的频率测量方法有直接计数法、多周期同步法、模拟内插法、游标法等。

1.直接测频法

直接测频法即脉冲填充法，它是最简单的频率测量方法。其主要测量原理是在给定的闸门信号中填入脉冲，通过必要的计数线路，得到填充脉冲的个数，从而算出待测信号的频率或周期，根据其测量原理，在具体的测量过程中，依据被测信号频率高低的不同，可将该测量方法可以分为两种：

(1)被测信号频率较高时的情况

在这种情况下，通常选用一个频率较低的标频信号作为闸门信号，而将被测信号作为填充脉冲，在固定闸门时间内对其计数。设闸门宽度为T，计数值为N，则被测频率f_x为

$f_x=\frac{N}{T}---(1-1)$

在这种测量方法中，测量误差取决于闸门时间T和计数值N是否准确，根据误差合成方法，可得：

$\frac{\mathrm{\Δ}{f}_x}{f_x}=\frac{\mathrm{\ΔN}}{N}-\frac{\mathrm{\ΔT}}{T}---(1-2)$

这里ΔN/N称为量化误差，这是数字化仪器所特有的误差。在测频时，闸门的开启时刻与计数脉冲之间的时间关系是不相关的。这样，在相同的主门开启时间内，计数器所得的数并不一定相同，这就产生了量化误差。当主门开启时间T接近甚至等于被测信号周期的整数倍时，量化误差为最大，最大量化误差为ΔN＝±1个数。因此，最大量化误差的相对值可以写成：

$\frac{\mathrm{\ΔN}}{N}=\frac{\±1}{N}=\±\frac{1}{T{f}_x}---(1-3)$

ΔT/T是闸门时间的相对误差，它取决于标准频率f₀的频率准确度。所以，闸门时间的准确度在数值上等于标准频率的准确度，即

$\frac{\mathrm{\ΔT}}{T}=-\frac{\mathrm{\Δ}{f}_0}{f_0}---(1-4)$

式中负号表示由Δf₀引起的闸门时间的误差为-ΔT。

通常，对标准频率的准确度Δf₀/f₀的要求是根据所要求的测频准确度而提出来的。因此，为了使标准频率误差不对测量结果产生影响，标准频率的准确度应高于1个数量级为好。

因此，总误差可以采用分项误差绝对值线性相加来表示，即：

$\frac{\mathrm{\Δ}{f}_x}{f_x}=\±(\frac{1}{T{f}_x}+\frac{\left|\mathrm{\Δ}{f}_0\right|}{\left|f_0\right|})---(1-5)$

由此可知，在f_x一定时，闸门时间T选的越长，测量准确度越高，当T选定后，f_x越高，则±1个字计数误差对测量结果的影响就越小，测量准确度越高。

(2)被测信号频率较低时的情况

在这种情况下，通常选用被测信号作为闸门信号，而将频率较高的标频信号作为填充脉冲，进行计数。设计数值为N，标频信号的频率为f₀，周期为T₀。则这种方法的频率测量值为

$f_x=\frac{1}{N{T}_0}---(1-6)$

误差主要为对标频信号计数产生的±1个字误差，在忽略标准频率信号自身误差的情况下，测量精度为：

$\frac{\mathrm{\Δ}{f}_x}{f_x}=\±\frac{f_x}{f_0}---(1-7)$

直接测频方法的优点是测量方便、读数直接，在比较宽的频率范围内能够获得较高的测量精度。它的缺点是由于计数器测量频率时±1个字的测量误差影响，所以在尽量高的测试频率和尽可能长的闸门时间下测频时，它可以获得尽可能高的测试精度。但对于较低的被测频率来说，测频精度较差。

2.多周期同步测频法

多周期同步测频法是在直接测频法的基础上发展而来的，在目前的测频系统中具有广泛的应用。在这种测频方法中，实际闸门是不固定的值，而是被测信号的整周期倍，即与被测信号同步，因此消除了对被测信号计数时产生的±1个字计数误差，测量精度大大提高，而且达到了在整个测量频段的等精度测量。这里，参考闸门由单片机或相应控制线路给出，当参考闸门开启后，计数器并不开始计数，而是等到被测信号的第一个脉冲上升沿到来时，才真正开始计数。然后，两组计数器分别对被测信号和标频信号进行计数。当参考闸门关闭后，计数器并不立即停止计数，而是由随后到来的被测信号脉冲关闭两个计数器的闸门，停止计数，至此完成一次测量过程。这里实际闸门打开的时间为τ，它与单片机或相应控制线路给出的参考闸门时间T有差异，但最大差值不超过被测信号的一个周期。最后MCU对两个计数器的结果进行运算，求出被测频率f_x。具体计算如下：

设N₀和N_x分别表示两计数器标频信号和被测信号的计数值，则

N_x＝τf_x                (1-8)

N₀＝τf₀                (1-9)

$f_x=\frac{N_x}{N_0}{f}_0---(1-10)$

由于计数器的开启和关闭完全与被测信号同步，即在实际闸门中包含整数个被测信号的整周期，因而不存在对被测信号计数的±1个字的计数误差，由式(1-10)微分可得：

$d{f}_x=-\frac{N_x{f}_0}{N_0^2}d{N}_x---(1-11)$

这里，由于dN_x＝±1，结合式(1-9)和式(1-10)，得到测量分辨率：

$\frac{d{f}_x}{f_x}=\±\frac{1}{\mathrm{\τ}\·f_0}---(1-12)$

由式(1-12)可以看出，测量分辨率与被测频率的大小无关，仅与取样时间τ及标准信号的频率f₀有关，即实现了被测频带内的等精度测量。取样时间越长，标准信号的频率越高，分辨率越高。

可以看出，在整个测量频率范围内，多周期同步测频方法较之直接测频法有了很明显的进步，但也有其缺点：一是它不能够进行连续的频率测量；二是在快速测量的要求下，由于要求较高的侧量精度，所以必须采用较高的标准频率，这样使得标频计数的位数较多(通常24位或32位)。这样不仅硬件资源消耗量大而且当采用8位或16位的单片机处理数据时，乘除运算需要较多的指令周期和循环。

3.模拟内插法

模拟内插法是以测量时间间隔为基础的测量方法，它主要解决的问题是测出量化单位以下的尾数。

模拟内插法主要包括两部分：一是粗测，二是细测。粗测就是运用脉冲计数法对实际闸门T_N的测量；细测就是运用内插的方法对量化单位以下的尾数Δt₁和Δt₂的测量。细测时运用“起始”内插器(内插时间扩展器)将Δt₁，将扩大1000倍，即在Δt₁时间内用一个恒流源对一个电容器充电，随后以充电时间999Δt₁的时间放电至电容器原电平。内插时间扩展器控制门由被测起始脉冲开启，在电容器C恢复至原电平时关闭。

内插时间扩展器控制的开门时间为Δt₁的1000倍。若计数器在1000Δt₁时间内的计数值为N₁，则1000Δt₁＝N₁T₀，所以有，

$\mathrm{\Δ}{t}_1=\frac{N_1{T}_0}{1000}---(1-13)$

同样，中止内插器将实际测量时间Δt₂扩展1000倍。若计数器在1000Δt₂时间内的计数值为N₂，则1000Δt₂＝N₂T₀，故有

$t_2=\frac{N_2{T}_0}{1000}(1-14)$

粗测计数为N₀，实际闸门T_N和被测时间间隔T_x的区别仅在于多计了Δt₂而少计了Δt₁，故

$T_x=T_N+\mathrm{\Δ}{t}_1-\mathrm{\Δ}{t}_2=(N_0+\frac{N_1-N_2}{1000})T_0---(1-15)$

由式(1-15)，若在闸门时间内计数器对被测信号的计数值为N_x，则可得出被测信号的频率f_x，

$\frac{N_x}{f_x}=(N_0+\frac{N_1-N_2}{1000})T_0$

$f_x=\frac{1000N_x}{(1000N_0+N_1-N_2)T_0}---(1-16)$

模拟内插的主要优点是使测量分辨力提高了三个量级，缺点是±1字的计数误差依然存在，另外还存在转换时间过长、非线性难以控制等问题。

4.时间-幅度转换法

时间-幅度转换法由时间间隔扩展法改进而来，它克服了时间间隔扩展法转换时间过长、非线性难以控制等问题。与时间间隔扩展法不同，时间——幅度转换法把放电电流源改成了一个高速A/D转换器加一个复位电路。

5.时间游标法

时间游标法是一种典型的以时间为基础的频率测量方法。这种测量方法用类似于机械游标卡尺的原理，能较为准确地测出整周期数外的零头或尾数，以提高测量的分辨力和准确度。时间游标法比脉冲计数法具有更高的测量精度。

被测时间间隔T_X＝NT₀，从时间上来看，它少计了T_B，多计了T_S，明显存在±1个字计数误差，故其分辨率为T₀。若采用时间游标法，则可以避免±1个字计数误差，提高测量精度。

在游标脉冲和时基脉冲重合时，由重合电路产生一个符合信号，使游标振荡器I停振，游标计数器I不再计数，所以这时游标计数器I的读数表示的时间为T_B＝x(T₀₂-T₀₁)。类似的游标振荡器II振荡周期亦为T₀₂，游标计数器II若计得y个脉冲，则时基脉冲超前于游标振荡器II的第0号脉冲(其时间起点和终止脉冲相同)的时间T_S为：

T_S＝y(T₀₂-T₀₁)                (1-18)

因此，被测时间间隔T_X为：

T_X＝T_N+T_B-T_S＝NT₀₁+x(T₀₂-T₀₁)-y(T₀₂-T₀₁)

＝NT₀₁+(x-y)(T₀₂-T₀₁)＝NT₀₁+(x-y)ΔT₀          (1-19)

其中，ΔT₀＝T₀₂-T₀₁。

$f_X=\frac{f_{01}}{N+(x-y)\mathrm{\Δ}{T}_0{f}_{01}}---(1-20)$

由此可知，时间游标法的分辨力为ΔT₀＝T₀₂-T₀₁，它比脉冲计数器的分辨力T₀₁以及游标计数器的分辨力T₀₂都高。显然，T₀₂愈接近T₀₁，其分辨力愈高。游标法的特点是使用冲击振荡器，测量精度高，但是电路工艺复杂，转换时间长。商用的基于时间游标法的时间间隔测量仪HP5370B，分辨率达到20皮秒。

总上所述，直接计数法和多周期同步法存在±1个计数误差，由于填充信号频率值一般小于10⁹Hz，所以，频率测量精度差于10^-9/s。采用这种方法设计的频率计，结构简单，成本低廉，但精度差；模拟内插法仍存在±1个计数误差，但采用内插器使±1个计数误差减小到1/1000左右，使测量精度达到10^-11/s量级；游标法类似模拟内插法，采用游标振荡器使±1个计数误差减小到1/1000左右，测量精度也能达到10^-11/s量级；采用这两种方法实现的仪器，精度很高，但明显的电路的设计复杂度和昂贵的造价限制了其应用。近年来西安电子科技大学也提出了相检宽带测频技术，该技术是基于相位重合理论基础上的一种新的测频技术，它有效地消除了频率测量中存在的±1个计数误差，使测量精度达到10^-10/s量级，但相位重合点的不唯一定性和随机性，很难使其精度再进一步提高。

与本发明相关的技术方案如图1所示。

该方案在异频鉴相技术的基础上，通过脉宽调整电路减少相位重合点簇中的脉冲个数和附加相位控制电路有效捕捉最佳相位重合点，降低了计数闸门动作的随机性，极大地提高了系统的测量精度。新方案结合FPGA片上技术，既保留了相位重合检测技术克服±1个计数误差的优越性，同时也提高了测量速度，简化了测量设备，降低了成本和功耗。实验结果和分析表明了新方案设计的科学性和先进性，其实际测量精度可达10^-13/s量级，明显优于传统测频方法的测量精度，具有广泛的应用和推广价值。具体实验方案如图2所示。

上述方案虽然拥有高的测量分辨率，但只能对点频信号进行测量，不能在宽频范围内实现对任意信号频率的测量，因为该方案是以等效鉴相频率为基础，基于群相位规律的频率测量方法，所以对频率关系复杂或频率差异很大的信号，很难形成测量闸门，不仅测量速率慢，而且当频率关系不固定时，会导致测量失败。该方案只适用于频率关系固定且互成倍数的点频信号的高分辨率测量，不能实现在宽频范围对任意信号的快速高分辨率测量。

发明内容

基于异频相位处理的高精度频率测量方案必须建立在被测信号f_x与频标信号f₀存在一定关系即频率关系固定且存在一定频差的基础之上，在这种情况下，最小公倍数周内相位量子的变化具有线性倍增规律。如果f_x与f₀不具备这个特定的频率关系，不仅测量速度慢而且也不能得到高分辨率的测量结果。事实上，在实际频率测量中，由于被测信号的频率值是不确定的，它与频标信号的频率关系很难确定，这样它们之间相位关系的变化规律就存在极大的不确定性，为解决这一问题，发明人曾在前一个专利(专利申请号：201110279368.2)中引入DDS以确定f_x与f₀的频率关系，较好地保证了在宽频范围内高分辨率的测量。但是随之而来的问题是，测量的分辨率越高，相位重合点的检测越困难，闸门开启时间过长，测量速度越慢。为解决测量速度与高分辨之间的矛盾问题，本发明提出了一种基于群周期相位处理的宽频快速频率测量方案。

本发明的技术方案如下：

一种基于群周期相位处理的宽频快速频率测量方法，首先，分别对被测信号和参考信号进行调理和整形，通过调理使被测信号稳定，通过整形使参考信号变为适合采样的高频参考脉冲；其次，将高频参考脉冲进行标准化移相，移相后的脉冲和原脉冲分别作为AD转换器的时钟对被测信号在过零处进行密集采样，恢复出相位重合及重合有偏差的信息，并对相位检测信息进行控制和处理；然后，将处理后的相位检测信息作为开关信号去控制测量闸门，在相位重合点之间进行高分辨率的无间隙计数测量；最终，将闸门时间测量信息进行处理，显示出频率测量结果。

所述的方法，其具体测频过程为：(1)将参考信号进行整形，使之变为适合采样宽度的高频参考脉冲，然后将被测信号调理，主要是保持被测信号的稳定性，避免输入负载等宽范围情况下输出波形的不确定性；(2)将高频参考脉冲作为AD转换器的时钟，对被测信号采样，同时对高频参考脉冲进行标准化移相，移相后的高频参考脉冲同样作为AD转换器的时钟再次对被测信号进行采样，两次采样主要是针对被测量信号在过零处密集采集，目的是恢复出相位重合及重合有偏差的信息，保持相位重合点的检测和闸门开启时间，加快响应时间；(3)将重合所得信息送入CPU，然后通过D触发器，产生两路闸门控制信号，第1路控制高频参考脉冲与被测信号之间的计数，获得计数值N₀₁₁和N_X21，第2路控制移相后的高频参考脉冲与被测信号之间的计数，获得计数值N₀₁₂和N_X22；(4)将两次测量数据送入CPU，运用下列公式计算出被测量信号频率的最优值，

N₀₁₁T₀+Δθ₁＝N_X21T_X $f_{X1}=f_0\frac{N_{X21}}{N_{011}+\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_1}{T_0}}$

N₀₁₂T₀+Δθ₂＝N_X22T_X $f_{X2}=f_0\frac{N_{X22}}{N_{012}+\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_2}{T_0}}$

这里，N₀₁₁是高频参考脉冲的计数值，N₀₁₂是移相后高频参考脉冲的计数值，T₀是参考信号的周期值，f₀是参考信号的频率值，f_X1和f_X2分别是以参考信号和移相后高频参考脉冲作为标准的被测频率，Δθ1和Δθ2分别是两计比对测量所得的计数误差。

该方案利用异频信号间的等效鉴相频率，解决了任意频率信号不经频率合成和变换就能完成相互间的相位比对问题；用高频参考信号作为AD转换器的时钟并配合标准化移相方法以获得准确的相位检测信息，通过对检测信息的控制和处理，解决目前频率测量中闸门开启时间过长，响应时间慢的问题；采用群周期相位处理的方法，结合异频相位检测思想，解决频率测量中的高分辨率问题。最终实现宽频、快速、高分辨率的频率测量。

附图说明

图1为基于异频相位处理的高精度频率测量方法；

图2为基于异频相位处理的高精度频率测量实验方案；

图3为本发明基于群周期相位处理的宽频快速频率测量技术路线；

图4为本发明基于群周期相位处理的宽频快速频率测量技术方案示意图。

具体实施方式

以下结合具体实施例，对本发明进行详细说明。

本发明的技术路线如图3所示，本发明的技术方案示意图如图4所示。

参考图3，首先，分别对被测信号和参考信号进行调理和整形，通过调理使被测信号稳定，通过整形使参考信号变为适合采样的高频参考脉冲；其次，将高频参考脉冲进行标准化移相，移相后的脉冲和原脉冲分别作为AD转换器的时钟对被测信号在过零处进行密集采样，恢复出相位重合及重合有偏差的信息，并对相位检测信息进行控制和处理；然后，将处理后的相位检测信息作为开关信号去控制测量闸门，在相位重合点之间进行高分辨率的无间隙计数测量；最终，将闸门时间测量信息进行处理，显示出频率测量结果。

参考图4，本方案的测频过程：(1)将参考信号进行整形，使之变为适合采样宽度的高频参考脉冲，然后将被测信号调理，主要是保持被测信号的稳定性，避免输入负载等宽范围情况下输出波形的不确定性；(2)将高频参考脉冲作为AD转换器的时钟，对被测信号采样，同时对高频参考脉冲进行标准化移相，移相后的高频参考脉冲同样作为AD转换器的时钟再次对被测信号进行采样，两次采样主要是针对被测量信号在过零处密集采集，目的是恢复出相位重合及重合有偏差的信息，保持相位重合点的检测和闸门开启时间，加快响应时间；(3)将重合所得信息送入CPU，然后通过D触发器，产生两路闸门控制信号，第1路控制高频参考脉冲与被测信号之间的计数，获得计数值N₀₁₁和N_X21，第2路控制移相后的高频参考脉冲与被测信号之间的计数，获得计数值N₀₁₂和N_X22；(4)将两次测量数据送入CPU，运用下列公式计算出被测量信号频率的最优值，

N₀₁₁T₀+Δθ₁＝N_X21T_X $f_{X1}=f_0\frac{N_{X21}}{N_{011}+\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_1}{T_0}}$

N₀₁₂T₀+Δθ₂＝N_X22T_X $f_{X2}=f_0\frac{N_{X22}}{N_{012}+\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_2}{T_0}}$

这里，N₀₁₁是高频参考脉冲的计数值，N₀₁₂是移相后高频参考脉冲的计数值，T₀是参考信号的周期值，f₀是参考信号的频率值，f_X1和f_X2分别是以参考信号和移相后高频参考脉冲作为标准的被测频率，Δθ1和Δθ2分别是两计比对测量所得的计数误差。

本发明的实验结果如表1和表2：

表1 系统自校测试结果

外频标/MHz	被测频率/MHz	频率测量结果/Hz	频率稳定度σ/s
				HP8662A 10.000000	210.000010	210000010.007152±1	3.1e-15
HP8662A 10.000000	170.000010	170000010.007967±1	5.2e-15
				HP8662A 10.000000	120.000010	120000010.006953±1	1.3e-15
HP8662A 10.000000	20.000010	20000010.006832±2	1.7e-15
				HP8662A 10.000000	10.000010	10000009.999966±2	2.1e-15
HP8662A 10.000000	5.000010	5000009.999692±1	1.8e-15

表2 频率测试结果

由表1和表2可知，系统的自校精度很高，达到了飞秒量级，实际测量精度达到了亚皮秒量级。

本方案无需频率归一化，在宽频范围内能直接实现任意信号之间的快速高分辨率频率测量。由于频率过程中无需频率归一化，高精度的频率合成器是不必须的，这样不仅降低了成本、简化了电路结构、降低系统的本底噪声，提高了系统的测量精度和测量分辨率，同时由于其简单的电路结构，也容易产品化。本发明在航空航天、导航定位、通信、计量、雷达、天文、精密时频测控、仪器仪表、军事民用等领域中具有极其重要的作用。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (1)

1.一种基于群周期相位处理的宽频快速频率测量方法，其特征在于，首先，分别对被测信号和参考信号进行调理和整形，通过调理使被测信号稳定，通过整形使参考信号变为适合采样的高频参考脉冲；其次，将高频参考脉冲进行标准化移相，移相后的脉冲和原脉冲分别作为AD转换器的时钟对被测信号在过零处进行密集采样，恢复出相位重合及重合有偏差的信息，并对相位检测信息进行控制和处理；然后，将处理后的相位检测信息作为开关信号去控制测量闸门，在相位重合点之间进行高分辨率的无间隙计数测量；最终，将闸门时间测量信息进行处理，显示出频率测量结果；

具体测频过程为：(1)将参考信号进行整形，使之变为适合采样宽度的高频参考脉冲，然后将被测信号调理，主要是保持被测信号的稳定性，避免输入负载等宽范围情况下输出波形的不确定性；(2)将高频参考脉冲作为AD转换器的时钟，对被测信号采样，同时对高频参考脉冲进行标准化移相，移相后的高频参考脉冲同样作为AD转换器的时钟再次对被测信号进行采样，两次采样主要是针对被测量信号在过零处密集采集，目的是恢复出相位重合及重合有偏差的信息，保持相位重合点的检测和闸门开启时间，加快响应时间；(3)将重合所得信息送入CPU，然后通过D触发器，产生两路闸门控制信号，第1路控制高频参考脉冲与被测信号之间的计数，获得计数值N₀₁₁和N_X21，第2路控制移相后的高频参考脉冲与被测信号之间的计数，获得计数值N₀₁₂和N_X22；(4)将两次测量数据送入CPU，运用下列公式计算出被测量信号频率的最优值，

N₀₁₁T₀+Δθ₁＝N_X21T_X   $f_{X1}=f_0\frac{N_{X21}}{N_{011}+\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_1}{T_0}}$

N₀₁₂T₀+Δθ₂＝N_X22T_X   $f_{X2}=f_0\frac{N_{X22}}{N_{012}+\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_2}{T_0}}$

这里，N₀₁₁是高频参考脉冲的计数值，N₀₁₂是移相后高频参考脉冲的计数值，T₀是参考信号的周期值，f₀是参考信号的频率值，f_X1和f_X2分别是以参考信号和移相后高频参考脉冲作为标准的被测频率，Δθ1和Δθ2分别是两计比对测量所得的计数误差。