CN102636773B - 基于信道多途特性的单基元抗距离模糊方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的是一种基于信道多途特性的单基元抗距离模糊方法。包括：(1)自适应估计模糊周期跃变点时延差；(2)对接收机接收多途脉冲信号进行预处理，剔除干扰脉冲，辨识多途脉冲，并保留直达声脉冲、海面或海底一次反射声脉冲信息；(3)进一步依据当前周期内脉冲的时延、幅度、脉宽、频差、频率方差信息依次辨识出直达声脉冲、海面或海底一次反射声；(4)求取模糊周期数N，并估计目标距离。本发明的核心技术内容在于实时辨识信道多途抵达结构，并提取出蕴含的模糊周期数信息。无需对信标或接收机进行改造，利用信道多途特性仅单基元即可实现高帧率测距，且具有计算量小，稳健可靠的特点。

Description

基于信道多途特性的单基元抗距离模糊方法

技术领域

本发明涉及的是一种水声定位方法，具体涉及同步水声定位系统中的抗距离模糊方法。

背景技术

同步水声定位系统通过测量脉冲信号的传播时延进行定位。为更精确的描述目标运动轨迹，往往使用较高的帧率(短的脉冲重复周期)，而当信号的传播时延大于脉冲重复周期时，将会引起时延测量的不确定性，可能相差若干个重复周期，由此引起的测距多值性称为距离模糊。研究者将消除这种测距多值性的方法称之为抗距离模糊方法。

传统的抗距离模糊多采用硬件方法，如哈尔滨工程大学研制的船载式远程高精度水声定位系统通过对声信标的改造，用两种不同频率的信号分别代表帧同步码和游标码，借助于长周期帧同步码来判定模糊区间；再如英国的SMARTTACK系统采用在每个接收阵元上加装超短基线水声定位系统来解决模糊问题。无论是对信源还是对接收机的改造均使系统趋于复杂，不利于在小尺寸平台上使用，特别是当信标和接收机不满足上述要求时，系统的应用就有很大的局限性。

上世纪90年代末，哈尔滨工程大学研制的GRAT系统首次采用了软件抗距离模糊的方法，即举手表决法和参考位置标示法。但前者抗模糊主要利用真解的一致性，冗余阵元是必需的。后者抗模糊依赖目标初始位置这一先验信息。文献[2]也提出了一种同步非同步组合定位软件抗距离模糊方法。以上软件抗距离模糊方法均为多个基元联合抗距离模糊。如果缺乏先验信息，即使是二维跟踪定位也至少需要三个基元。

相关文献有：

[1]梁国龙，杨春，陈晓忠，王燕.同步水声跟踪定位系统软件抗距离模糊技术研究.声学技术，2005，24(5)：300-304页

[2]惠娟，梁国龙.组合定位软件抗距离模糊技术及性能分析.哈尔滨工程大学学报，2007，28(6)：665-667页。

发明内容

本发明的目的在于提出一种能够降低目标测距或定位所需基元个数，进一步提高同步水声定位系统的稳健性的基于信道多途特性的单基元抗距离模糊方法。

本发明的目的是这样实现的：

1、自适应估计模糊周期跃变点时延差，具体方法为：

信标深度为h_s，以周期T发射脉宽为ξ的脉冲信号，海深为H、声速为c，接收机水听器深度为h_r；

(1.1)确定直达声与海面反射声叠加的邻界距离

计算式为

确定直达声与海面反射声叠加的邻界距离

计算式为

确定直达声与反射声叠加最远邻近距离r_max，r_max取

中大者；

(1.2)确定最大模糊周期数N_max，计算式为

其中||·||表示取整数部分，截尾方式取整，或者根据实际需要设定为满足的

的值；

(1.3)确定直达声、海面反射声模糊周期跃变点时延差，计算式为

其中n＝0，1，...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数；确定直达声、海底反射声模糊周期跃变点时延差，计算式为

其中n＝0，1，...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数；

(1.4)根据后级定位解算模块给出目标深度变化信息与接收机水听器深度实时监测情况，自适应调整模糊周期跃变点时延差；

2、对接收机接收多途脉冲信号进行预处理，剔除干扰脉冲，辨识多途脉冲，并保留直达声脉冲、海面或海底一次反射声脉冲信息，具体方法为：

目标运动速度为v，当前周期有效脉冲在相邻若干周期必有与其对应的脉冲，否则为干扰脉冲；假定第k周期内有p个脉冲，第l个脉冲的时延值为t_kl，对于第i周期的第j号脉冲的时延值为t_ij、时延匹配因子为Q_ij，将时延值t_ij分别与前后m个周期内的所有脉冲进行时延匹配，时延匹配因子计算式为

其中 $M(t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}})=\begin{array}{}\end{array}\left\{\begin{array}{cc}1& c\&CenterDot;|t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}}|<v\&CenterDot;T\&CenterDot;|k-i|\\ 0& c\&CenterDot;|t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}}|>v\&CenterDot;T\&CenterDot;|k-i|\end{array}\right.,$ 如果Q_ij＜m，则将该脉冲剔除；

3、进一步依据当前周期内脉冲的时延、幅度、脉宽、频差、频率方差信息依次辨识出直达声脉冲、海面或海底一次反射声，其中直达声脉冲具有强的能量，与发射脉冲一致的脉宽，以及较小的频率方差；

4、如果第i周期辨识出直达声脉冲、海面、海底一次反射声脉冲时延分别为t_id、t_is、t_ib，按照以下步骤求取模糊周期数N，并估计目标距离：

(4.1)计算直达声与海面一次反射声时延差Δt_isd＝t_is-t_id、直达声与海底一次反射声时延差Δt_ibd＝t_ib-t_id；

(4.2)计算实测直达声与海面一次反射声多途时延差与模糊周期跃变点时延差的差值，称其为海面或海底双重时延差序列。海面双重时延差序列为u_ins＝Δt_isd-τ_ns，n＝0，1，...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数。海底双重时延差序列为u_inb＝Δt_ibd-τ_ns，n＝0，1，...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数；

(4.3)计算相邻模糊周期数海面或海底双重时延差的乘积，海面双重时延差的乘积V_inb＝u_inb·u_iqb，其中n＝0，1，...N_max，q＝n+1，海底双重时延差的乘积V_ins＝u_ins·u_iqs，其中n＝0，1，...N_max，q＝n+1；

(4.4)利用海反射声与直达声确定目标模糊周期数N的计算式为N＝n₀，n₀满足V_ins＜0，利用海底射声与直达声确定目标模糊周期数N的计算式为N＝n₀，n₀满足V_inb＜0；

(4.5)目标距离估计式为

5、如果第i周期直达声漏报，辨识出海面、海底一次反射声脉冲时延分别为t_is、t_ib，按照以下步骤求取模糊周期数N，并估计目标距离：

(5.1)利用前若干周期直达声时延值预测本周期直达声时延值

(5.2)用

代替t_id，重复步骤(4.1)至(4.4)；

(5.3)利用海面或海底反射声估计目标距离估计式为其计算式分别

$\stackrel{\&CenterDot;}{r}=\sqrt{c^2\&CenterDot;{(t_{\mathrm{is}}+N\&CenterDot;T)}^2-4\&CenterDot;H_s\&CenterDot;H_r},$ $\stackrel{\&CenterDot;}{r}=\sqrt{c^2\&CenterDot;{(t_{\mathrm{ib}}+N\&CenterDot;T)}^2-4\&CenterDot;(H-h_s)\&CenterDot;(H-h_r)}$ $\hat{r}=c\&CenterDot;(t_{\mathrm{id}}+N\&CenterDot;T),$

由于海面的波动、海底的不平整性，此时测距精度较存在直达声时测距精度差；

6、如果第i周期海面或海底反射声漏报，辨识出直达声t_id，按照以下步骤求取模糊周期数N，并估计目标距离：

(6.1)海面、海底一次反射声脉冲时延分别为t_is、t_ib，利用前若干周期反射声时延值预测本周期海面或海底反射声时延值

(6.2)用

代替tis或者用

代替t_id，重复步骤(4.1)至(4.5)。

本发明的核心技术内容在于实时辨识信道多途抵达结构，并提取出蕴含的模糊周期数信息。

本发明的优点在于无需对信标或接收机进行改造，利用信道多途特性仅单基元即可实现高帧率测距，且具有计算量小，稳健可靠的特点。

附图说明

图1为基于信道多途特性的单基元抗距离模糊方法流程图；

图2为模糊周期跃变点时延差图示；

图3为经预处理得到的单基元多周期脉冲序列；

图4为剔除干扰后、辨识出的直达声、海面反射声图示；

图5为求取出的模糊周期数示意图；

图6a-图6b为抗距离模糊前后测距结果比对，其中：图6a为抗距离模糊前测距结果；图6b为抗距离模糊后测距结果。

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明作更详细地描述：

假定海深100m，声速为1500m/s信标(目标)在45m深、约500m以远处以5m/s的速度朝向接收水听器定深航行，以0.1s的周期发射脉宽为2ms的单频脉冲，接收水听器位于水下65m，不失一般性接收机信号处理器设定较高能量门限，海底反射不进入预处理环节，仅考虑直达声、海面反射声以及一些干扰脉冲，对其无模糊测距的主要步骤为：

1.确定直达声、海面反射声模糊周期跃变点时延差，计算式为

${\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{ns}}=\sqrt{{(n\&CenterDot;T)}^2+{\left(\frac{4\&CenterDot;h_s\&CenterDot;h_r}{c}\right)}^2}-n\&CenterDot;T,n=\mathrm{0,1},...N_{\max }$

这里取N_max＝4，模糊周期跃变点时延差结果示于图2。

2、剔除干扰脉冲，辨识多途脉冲，并保留直达声脉冲、海面反射声。

累积若干周期脉冲数据，进行批处理，假定第k周期内有p个脉冲，第l个脉冲的时延值为t_kl，对于第i周期的第j号脉冲时延为t_ij，分别与前后m个周期内的所有脉冲进行时延匹配，m＝4，v＝5计算 $Q_{\mathrm{ij}}=\underset{k=i-m}{\overset{i+m}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=1}{\overset{p}{\mathrm{\&Sigma;}}}M(t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}}),$ 其中 $M(t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}})=\left\{\begin{array}{cc}1& c\&CenterDot;|t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}}|<v\&CenterDot;T\&CenterDot;|k-i|\\ 0& c\&CenterDot;|t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}}|>v\&CenterDot;T\&CenterDot;|k-i|\end{array}\right.,$ 如果Q_ij＜m，则将该脉冲剔除。图3给出了第1至第1000周期这一段时间内干扰脉冲剔除的效果。

3、依据当前周期内脉冲的时延、幅度、脉宽、频差、频率方差等信息依次辨识出直达声脉冲、海面，其中直达声脉冲具有强的能量，与发射脉冲一致的脉宽，以及较小的频率方差，图4给出了第1至第1000周期这一段时间内脉冲辨识的效果，小的实心点为直达声，空心圆为海面反射声。

4、根据实测脉冲多途时延差与模糊周期跃变点时延差，求取模糊周期数和目标距离。

(4.1)计算直达声与海面一次反射声时延差Δt_isd＝t_is-t_id、直达声与海底一次反射声时延差Δt_ibd＝t_ib-t_id。

(4.2)计算实测直达声与海面一次反射声多途时延差与模糊周期跃变点时延差的差值，称其为海面或海底双重时延差序列。海面双重时延差序列为u_ins＝Δt_isd-τ_ns，n＝0，1，...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数。海底双重时延差序列为u_inb＝Δt_ibd-τ_ns，n＝0，1，...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数。

(4.3)计算相邻模糊周期数海面或海底双重时延差的乘积。海面双重时延差的乘积V_inb＝u_inb·u_iqb，其中n＝0，1，...N_max，q＝n+1。海底双重时延差的乘积V_ins＝u_ins·u_iqs，其中n＝0，1，...N_max，q＝n+1。

(4.4)利用海反射声与直达声确定目标模糊周期数N的计算式为N＝n₀，n₀满足V_ins＜0。利用海底射声与直达声确定目标模糊周期数N的计算式为N＝n₀，n₀满足V_inb＜0。

(4.5)目标距离估计式为

图5给出了第1至第1000周期这一段时间目标的模糊周期计算结果。图6给出了第1至第1000周期这一段时间目标测距的结果，图6a为抗距离模糊前的测距结果，无法准确给出目标距离，图6b为进行抗距离模糊后的结果，与目标距离历程一致。

Claims (1)

1.一种基于信道多途特性的单基元抗距离模糊方法，其特征是：

（1）自适应估计模糊周期跃变点时延差，具体方法为：

信标深度为h_s，以周期T发射脉宽为ξ的脉冲信号，海深为H、声速为c，接收机水听器深度为h_r；

(1.1)确定直达声与海面反射声叠加的邻界距离

计算式为

确定直达声与海底反射声叠加的邻界距离

计算式为确定直达声与反射声叠加最远邻界距离r_max，r_max取中大者；

(1.2)确定最大模糊周期数N_max，计算式为

其中||·||表示取整数部分，截尾方式取整，或者根据实际需要设定为满足

的值；

(1.3)确定直达声、海面反射声模糊周期跃变点时延差,计算式为其中n=0,1,...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数；确定直达声、海底反射声模糊周期跃变点时延差，计算式为 ${\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{nb}}=\sqrt{{(n\&CenterDot;T)}^2+{\left(\frac{4\&CenterDot;(H-h_s)\&CenterDot;(H-h_r)}{c}\right)}^2}-n\&CenterDot;T,$ 其中n=0,1,...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数；

(1.4)根据后级定位解算模块给出目标深度变化信息与接收机水听器深度实时监测情况，自适应调整模糊周期跃变点时延差；

（2）对接收机接收多途脉冲信号进行预处理，剔除干扰脉冲，辨识多途脉冲，并保留直达声脉冲、海面或海底一次反射声脉冲信息，具体方法为：

目标运动速度为v，当前周期有效脉冲在相邻若干周期必有与其对应的脉冲，否则为干扰脉冲；假定第k周期内有p个脉冲，第l个脉冲的时延值为t_kl，第i周期的第j号脉冲的时延值为t_ij、时延匹配因子为Q_ij，将时延值t_ij分别与前后m个周期内的所有脉冲进行时延匹配,时延匹配因子计算式为 $Q_{\mathrm{ij}}=\underset{k=i-m}{\overset{i+m}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=1}{\overset{p}{\mathrm{\&Sigma;}}}M(t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}}),$

其中 $M(t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}})=\left\{\begin{array}{cc}1& c\&CenterDot;|t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}}|<v\&CenterDot;T\&CenterDot;|k-i|\\ 0& c\&CenterDot;|t_{\mathrm{ij}}-t_{\mathrm{kl}}|>v\&CenterDot;T\&CenterDot;|k-i|\end{array}\right.,$ 如果Q_ij<m，则将该脉冲剔除；

（3）进一步依据当前周期内脉冲的时延、幅度、脉宽、频差、频率方差信息依次辨识出直达声脉冲、海面或海底一次反射声；

（4）如果第i周期辨识出直达声脉冲、海面一次反射声脉冲、海底一次反射声脉冲时延分别为t_id、t_is、t_ib，按照以下步骤求取模糊周期数N，并估计目标距离：

(4.1)计算直达声与海面一次反射声时延差Δt_isd=t_is-t_id、直达声与海底一次反射声时延差Δt_ibd=t_ib-t_id；

(4.2)计算实测直达声与海面或海底一次反射声多途时延差与模糊周期跃变点时延差的差值，称其为海面或海底双重时延差序列；海面双重时延差序列为u_ins=Δt_isd-τ_ns，n=0,1,...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数；海底双重时延差序列为u_inb=Δt_ibd-τ_ns，n=0,1,...N_max，n表示为跃变处的模糊周期数，取离散的正整数；

(4.3)计算相邻模糊周期数海面或海底双重时延差的乘积，海面双重时延差的乘积V_ins=u_ins·u_iqs，其中n=0,1,...N_max-1，q=n+1，海底双重时延差的乘积V_inb=u_inb·u_iqb，其中n=0,1,...N_max-1，q=n+1；

(4.4)利用海面或海底反射声与直达声确定目标模糊周期数，利用海面反射声与直达声确定目标模糊周期数N的计算式为N=n₀，n₀满足

利用海底反射声与直达声确定目标模糊周期数N的计算式为N=n₀，n₀满足

(4.5）目标距离估计式为

（5）如果第i周期直达声漏报，辨识出海面、海底一次反射声脉冲时延分别为t_is、t_ib，按照以下步骤求取模糊周期数N，并估计目标距离：

(5.1)利用前若干周期直达声时延值预测本周期直达声时延值

(5.2)用代替t_id，重复步骤(4.1)至(4.4)；

(5.3)利用海面或海底反射声估计目标距离的估计式为

$\hat{r}=\sqrt{c^2\&CenterDot;{(t_{\mathrm{is}}+N\&CenterDot;T)}^2-4\&CenterDot;h_s\&CenterDot;h_r},\hat{r}=\sqrt{c^2\&CenterDot;{(t_{\mathrm{ib}}+N\&CenterDot;T)}^2-4\&CenterDot;(H-h_s)\&CenterDot;(H-h_r)},$ 由于海面的波动、海底的不平整性，此时测距精度较存在直达声时测距精度差；

（6）如果第i周期海面或海底反射声漏报，辨识出直达声t_id，按照以下步骤求取模糊周期数N，并估计目标距离：

(6.1)海面、海底一次反射声脉冲时延分别为t_is、t_ib，利用前若干周期反射声时延值预测本周期海面或海底反射声时延值

(6.2)用

代替t_is或者用

代替t_id，重复步骤(4.1)至(4.5)。

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