CN102598808B - 自适应数字基带接收机及确定接收机操作参数的方法 - Google Patents

Abstract

描述了一种自适应数字基带接收机，其中，根据接收的信噪比(SNR)和无线信道中的干扰级别来确定实现目标误比特率(BER)并且使接收机消耗最少量的功率的接收机操作参数，例如位宽和操作频率。由于最优分辨率和输入信号条件之间的函数关系，可以避免功率的过度消耗。在示范实施例中，提供了一种自适应数字接收机，其调整功率有效级别上的位宽和操作频率，同时满足目标BER。例如，可以使用仿真来确定位宽、操作频率和输入信号条件之间的关系。

Description

自适应数字基带接收机及确定接收机操作参数的方法

背景技术

无线电通信已经成为现代社会中每天生活的组成部分，有广阔范围的可能应用。无论哪种应用，都期望无线电发射机和无线电接收机之间的畅通的通信。畅通的通信可能取决于多种因素，例如包括信号强度、发射机/接收机设备引起的噪声、以及通过其传递无线信号的无线通信信道内的干扰功率。 

在无线电接收机电路设计中，期望高放大器增益线性度和最小噪声因数，以满足特定的设计需求，从而实现通畅的无线电通信。噪声是电子器件和组件中不期望的产物。噪声因数的一种度量是噪声因子，其是在放大过程中有多少噪声被引入被放大的信号的测量。噪声因子可以是输入信号的信噪比(SNR)与放大的输出信号的SNR之比。要考虑的其他噪声源例如包括接收机电路中的输入热噪声以及接收机电路中的模数转换器(ADC)的量化噪声。为了实现通畅的无线电通信，要降低噪声电平。 

无线电接收机通常被设计为满足接收信号强度、设备噪声和干扰功率的最坏情况。例如，接收机通常被设计为能够在高干扰条件下利用弱的信号强度来接收/解码信号。然而，通常的情况是，当操作接收机时，条件并不是那样差。例如，当操作接收机时，最坏情况可能在一小部分时间出现，并且更可能的是在多数时间中存在好于最坏条件的条件。因此，接收机组件的过度设计是常见的，并且导致当信道条件更加良好时操作接收机的功率的浪费。这展现了能够改进功率优化的空间。 

发明内容

在示例实施例中，提供了一种确定接收机的操作参数的方法。该方法包括：通过无线信道接收射频(RF)输入信号，确定RF输入信 号的信号强度，以及确定无线信道中的干扰。该方法还包括：基于RF输入信号的信号强度以及无线信道中的干扰，确定满足目标误比特率(BER)并且使接收机的功耗最小化的接收机的操作参数。 

在其他方面，示例实施例包括一种计算机可读介质，其上存储可以由计算设备执行的指令，用于使计算设备执行以下功能：通过无线信道接收射频(RF)输入信号，确定RF输入信号的信号强度，以及确定无线信道中的干扰。该功能还包括：基于RF输入信号的信号强度以及无线信道中的干扰，确定满足目标误比特率(BER)并且使接收机的功耗最小化的接收机的操作参数。 

在其他方面，示例实施例包括一种接收机，该接收机包括模拟前端和数字处理单元，用于通过无线信道接收射频(RF)信号并且在某个分辨率和频率上操作。该接收机还包括：控制单元，用于确定RF信号的信号强度和无线信道中的干扰，以及基于信号强度和干扰，确定对该分辨率和频率(在该分辨率和频率上操作模拟前端和数字处理单元)的调整，以使模拟前端和数字处理单元的功耗最小化，并满足接收机的目标误比特率(BER)。 

上述概要仅是示意性的，而不在于以任何方式进行限制。除了上文的示意性方面、实施例和特征之外，通过参考附图和下文的详细描述，其他方面、实施例和特征将会变得明显。 

附图说明

图1是示例接收机的框图。 

图2示出了示例接收机的组件。 

图3是用于估计接收机的操作参数的示例概念仿真模型。 

图4示出了针对接收机的示例仿真误比特率(BER)与信噪比(SNR)的关系的曲线。 

图5示出了接收机的示例信号和干扰曲线图。 

图6示出了示例自适应接收机。 

图7示出了示例干扰和信号强度估计器。 

图8示出了示例匹配滤波器的频率响应。 

图9示出了随多个半正弦脉冲而变化的示例干扰和SNR估计的变化，在多个半正弦脉冲上估计所述干扰和SNR。 

图10示出了接收机中的示例捕获单元。 

图11是示出了图10的捕获单元的示例仿真的图表。 

图12示出了用于接收信号的精确定时同步的示例跟踪单元。 

图13示出了接收机的示例可变相位发生器。 

图14示出了示例有限冲激响应(FIR)匹配滤波器。 

图15示出了示例前导数据分组结构。 

图16示出了具有仿真结果的示例表，该仿真结果示出了针对接收机的不同干扰和SNR值的示例采样频率和位宽。 

图17示出了示例流程图，该流程图包括用于调整接收机的操作参数的功能步骤。 

图18是示出了示例计算设备的框图，该计算设备被设置用于调整接收机的操作参数。 

具体实施方式

在以下详细说明中，参考了作为详细说明的一部分的附图。在附图中，类似符号通常表示类似部件，除非上下文另行指明。具体实施方式部分、附图和权利要求书中记载的示例性实施例并不是限制性的。在不脱离在此所呈现的主题的精神或范围的情况下，可以利用其他实施例，且可以进行其他改变。应当理解，在此一般性记载以及附图中图示的本公开的各方案可以按照在此明确公开的多种不同配置来设置、替换、组合、分割和设计。 

实施例提供了一种用于低功率零-IF和低-IF接收机的自适应数字基带接收机，用于例如降低功耗。改变采样频率和位宽以降低有利的信号和干扰条件下的功耗，从而重新获得了被引入以处理最差情况条件的设计余量。 

另一实施例包括一种通信接收机，其包括模拟前端和随后的数字处理单元。模拟前端放大器对输入的RF信号进行放大、下变频和滤波。例如，下变频信号的频谱的中心针对零-IF架构位于DC处或针对 低-IF架构位于MHz范围的低频处。然后，通过模数转换器(ADC)对模拟信号进行数字化，以用于数字域中的进一步处理。模拟前端的设计在很大程度上由最差情况下最弱的RF信号(需要在存在最差干扰的情况下处理)来确定。这造成了对前端的可接受噪声因数和最小线性度的限制。这还确定了ADC的动态范围，从而确定了ADC的分辨率。例如，数字处理的剩余部分通常以相同的分辨率执行。相反，在较大输入信号和较小干扰的条件下，ADC的动态范围需求要小得多。然而，如上所述，接收机设计通常被设计为处理最弱输入信号和最大干扰的最差情况条件。因此，对于更加良好的条件，数字部分设计可能被过度设计，从而浪费了功率。提供了自适应数字基带部分的实施例，其中ADC的分辨率和数字部分的位宽被调整为满足针对现有信号的目标误比特率(BER)以及干扰条件，同时使功耗最小化。 

接收机前端中的输入热噪声和ADC的量化噪声是主要的噪声源。ADC处的模拟信号的过采样使得接收机中不关联的噪声分量平均化。因此，ADC的操作频率越高，数字部分导致更高的采样率，这可以利用较低的位宽在某种程度上加以折衷，同时维持相同的BER性能。对于每个输入信号、噪声和干扰级别，存在位宽和采样率的选择，其将会导致相同的BER性能，但是具有不同的功耗。在以下的示例实施例中，确定针对不同输入条件的最优位宽和操作频率，以提供不同输入条件下的针对自适应接收机的操作设置。因此，所展现的特定接收机架构可以适应于例如发生变化的干扰和信号强度条件。 

此外，在示例实施例中，干扰估计可以用于低功率接收机设计。减轻接收机中的干扰可以包括使用以下部分：更高阶的滤波器、用于避免混叠的高采样频率、ADC和其他模拟组件较高的动态范围、用于对信号进行下变频的低噪声振荡器以及包括ADC的较高分辨率的数字部分。因此，接收机中可以使用大量功率来应对干扰。在示例实施例中，在干扰较小的情况下，接收机能够通过对自身进行调谐而使其自身适应于较小干扰的情况，从而节省功率。 

此外，可以通过对常数包络调制信号(例如IEEE 802.25.4-2006使用常数包络调制)的变化进行估计来执行干扰估计。该方法提供了 总的干扰估计，但是可能没有给出特定频段中的干扰(接近期望频段的干扰是更有害的)。也可以通过在执行输入信号的快速傅里叶变换(FFT)之后测量功率谱密度(PSD)来执行干扰估计。该方法给出了频谱特定的干扰估计，因而可用于宽带干扰估计。对于接收机设计，可能仅仅需要相邻和交替信道的干扰估计，在这种情况下，使用FFT单元是不必要的并且消耗了比所需更多的功率。在示例实施例中，可以通过在将信号下变频至基带(例如，基带处的信号通常被看作包括从接近0Hz到信号中具有明显功率的最高频率的范围中的频率)后测量各个干扰频带中的功率来估计干扰，由此通过使多个处理元件在例如低干扰时无效而使接收机功耗最小化。 

下面的一些实施例涉及接收机设计的最底层(即，电路级别)的自适应。例如，数字基带的位宽和操作频率可以基于输入信号和干扰级别来调整，从而在实现目标BER时使功率最小化。在一个示例应用中，接收机遵循IEEE 802.15.4-2006，被称作Zigbee标准。接收机还可以被设计为遵循其他无线标准，例如IEEE 802.11x、802.16，等等。Zigbee标准已经发展为针对个人局域网(PAN)和传感器网络的标准，并且适于低功率无线系统。Zigbee标准支持针对每信道带宽(5MHz)相对较低的数据速率(250kbps)，这可以使低功率实现变得更加可行。 

本文提供的示例方法根据接收机的ADC和数字部分的位宽和操作频率来分析接收机的BER。这可以用于确定针对给定的输入信号、噪声和干扰级别的最低功率解决方案。这种分析要求对于每一个输入条件针对不同的位宽和操作频率设置对接收机性能进行全面的评估。然而，BER性能的估计可以通过对接收信号与不同符号的相关之间的距离的归一化方差进行评估而执行，这实现了更为快速的仿真。 

现在参考附图，图1示出了示例接收机100。接收机100包括模拟前端102，模拟前端102接收射频(RF)信号并向数字处理单元104输出信号，数字处理单元104恢复所传输的信号。处理器106耦合到模拟前端102和数字处理单元104，并测量接收的RF信号的信号强度以及通过其接收信号的无线信道中的干扰，并且调整数字处理单元104中的位宽和操作频率参数以使接收机100的功耗最小化。处理单 元104还可以包括(或连接至)用户接口108，用户接口108允许用户调谐位宽和操作频率参数。 

例如，数字处理单元104中的模数转换器(ADC)的分辨率指示ADC能够在模拟值的范围上产生的离散值的个数。可用的离散值(或比特)的个数指示分辨率，因而具有8比特分辨率的ADC能够以256个不同级别对模拟输入进行编码(例如2⁸＝256)。例如，使用较低分辨率则要求较少的功耗，这是因为ADC需要执行的计算更少。然而，为了满足目标BER，需要特定的分辨率。此外，由于接收的模拟信号在时间上是连续的，将模拟信号以预定速率连续转换为数字值，该预定速率被称作ADC的采样速率或采样频率。较高的采样频率消耗较多的功率。然而，如同位宽那样，需要特定的采样频率以满足目标BER。处理器106确定以何种位宽和采样频率来操作数字处理单元106，从而在最小化功耗的同时仍能够实现目标BER。 

在示例实施例中，针对数字接收机，模数转换期间使用的比特的个数能够基于SNR和干扰级别而调整以降低功耗。当对信号进行数字化时，会出现量化误差，但是如果信号足够强(例如，低干扰级别)，那么某种误差是可以接受的，而且信号能够被分辨。因此，接收机可以确定实际条件，然后采用满足条件所需级别的操作参数，而不是满足最差情况，从而节省功率。例如，可能期望仍满足目标BER的最低位宽和采样频率的组合，以消耗最少量的功率。 

图2示出了示例接收机200的组件。接收机200包括射频(RF)前端202、模拟中频部分204、复数混频器206、有限冲激响应(FIR)匹配滤波器和抽取器208以及解调器210。 

RF前端202包括天线212，天线212接收例如具有信号强度S_RF的无线信号，并输出至低噪声放大器(LNA)214进行放大。随后，信号被输出至混频器216。LNA 214和混频器216引入了前端的噪声因数(NF_FE)。模拟IF部分204接收混频器216输出的信号，用于在模数(ADC)转换器218处转换为数字信号。 

传输的无线信号s(t)可以写为： 

s(t)＝x_I(t)cos(w_rft)+x_Q(t-Tc)sin(w_rft)    (1) 

传输的信号s(t)可以是16进制准正交调制(OQPSK)信号，wrf是载波频率，x_I和x_Q是同相和正交分支中的半正弦脉冲序列。可以根据Zigbee标准来传输该信号，Zigbee标准使用基于16进制准正交调制的O-QPSK调制方案。Zigbee是使用小型低功率数字无线电装置的高级别通信协议组的规范，基于针对无线个人局域网(WPAN)的IEEE802.15.4-2003标准。 

针对Zigbee标准的接收机的误比特率(BER)要求规定，针对长度为20个八比特组的PHY服务数据单元(PSDU)分组，误分组率(PER)应当小于百分之一。该PER要求相当于6.25*10^-5的BER。通常，通信系统使用分级帧结构来传输上层数据。特别地，无线通信标准(诸如电气和电子工程师协会(IEEE)802.11标准和IEEE 802.16标准)使用媒体接入控制(MAC)层和物理(PHY)层中的帧聚集，以最大化无线资源的效率。例如，无线通信标准的BER可以基于用于发送和接收MAC和PHY数据分组的数据分组错误率来确定。 

正弦脉冲x_I和x_Q规定如下： 

$x_I\left(t\right)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}\underset{n=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{m,2n}g(t-2n{T}_c-m{T}_s)---\left(2\right)$

$x_Q\left(t\right)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}\underset{n=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{m,2n+1}g(t-2n{T}_c-m{T}_s)---\left(3\right)$

S_m，n是第m个符号的第n个码片。T_c和T_symb分别是0.5μs和16μs的脉冲和符号持续时间。以下给出半正弦脉冲g(t)： 

$g\left(t\right)\left\{\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\π}\frac{t}{2T_C}\right)& 0\≤t\≤2T_C\end{array}\right.,$ 0否则(4) 

假定理想的频率转换(无I-Q失配)以及理想的相位恢复，则低IF接收机中ADC 118的输入处的期望信号是： 

$x\left(t\right)={[x}_I\left(t\right)+j{x}_Q(t-T_c)]{\exp }^{(-j{w}_{\mathrm{IF}}t)}---\left(5\right)$

对于零-IF接收机，其具有与接收机200相同的架构，除了不具有复数混频器206，ADC 218的输入是： 

x(t)＝x_I(t)+jx_Q(t-T_c)    (6) 

NF_FE是用于前端设计的参数。NF_FE设置了关于前端能够向接收机添加的最大量的噪声和非线性度的界限。如Zigbee标准所规定，接收机应当能够实现大约85dBm或更好的敏感度。对于LNA 214的输入处的50Q匹配和2MHz信道带宽，前端的最差情况噪声因数可计算如下： 

NF_FE＝-85dBm+173.8-10log₁₀(NEB)-SNR_FE dB    (7) 

SNR_RF是ADC 218的输入处要求的信噪比(SNR)，NEB是信道选择滤波器的噪声等效带宽。NF对SNR_RF的依赖提供了接收机200中的模拟前端204与数字部分208和210之间的性能折衷。例如，较高的SNR_RF导致数字部分较低的复杂度，但是前端的NF应当较低，这增加了前端的复杂度。对于下文示出的计算，假定前端噪声是高斯噪声。 

模拟IF 204向包括混频器和直接数字合成器(DDS)的复数混频器206输出。复数混频器206向包括频率/相位误差检测器222和符号/码片定时恢复检测器224的FIR匹配滤波器和抽取器208输出。FIR匹配滤波器208向包括一组相关器的解调器210输出，该组相关器把采样和量化的接收信号(被噪声和干扰破坏)与所有16个可能的符号进行相关。每一个符号包括针对I和Q部分的16个码片的序列。S_mo是第m个符号的奇数脉冲序列，而S_me是第m个符号的偶数脉冲。在 

符号周期中，在符号级别上执行相关以恢复所传输的信号。 

解调器中的检测器226基于哪个相关器给出最大输出而对所传输的符号进行判决。基于该判决，将接收的符号映射回消息比特。ADC和数字部分的时钟频率可以是例如 

为了设计接收机200，确定解调器210的输入处所需要的SNR(SNR_demod)，其提供特定的最大BER。误差比是错误地接收到的比特、元素、字符、块等等的个数与规定时间间隔期间发送的比特、元素、字符或块的总数之比。误差比的一个示例是误比特率(有时称作误比特率)。误比特率的示例是：(a)传输BER，即接收到的错误比特的 个数除以所发送的比特的总数；以及(b)信息BER，即错误解码(修正)的比特的个数除以解码(修正)比特的总数。通常，BER是由于电子噪声引起的比特误译的可能性。 

执行模拟前端202的设计，以确保模拟前端203输出的信号的SNR_FE接近于SNR_demod目标，即使针对最差情况的信号和干扰条件。向ADC和数字部分给予小的SNR余量，因此选择数字部分的位宽和操作频率参数以确保该参数不会使SNR退化太多。这会导致ADC和数字部分的过度设计。以下的信噪比(SNR)计算示出了如何确定接收机200的数字部分的参数。 

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{de}\mathrm{mod}}^{\mathrm{avail}}=\frac{S_{\mathrm{FE}}}{N_{\mathrm{tot}}}---\left(8\right)$

N_tot＝N_FE+N_ADC    (9) 

是解调器210的输入处可用的SNR，S_FE和N_FE是ADC218的输入处的信号和噪声功率。N_ADC是接收机200的ADC 218的噪声/误差，并且主要包括量化噪声/误差。 

针对以下条件对数字部分(例如208和210)的幅度分辨率(例如比特个数)进行优化：i) 以及ii)N_ADC＜＜N_FE。估计接收机200的接收信号的分辨率具有缺点，例如估计量化噪声/误差中的错误，以及SNR_demod估计中的错误(例如，SNR_demod通过解调器的分析或仿真而获得，通常是恒定的，并且假定与ADC的分辨率和接收机的数字部分中的信号的分辨率无关，但是解调器和接收机的数字部分中其他数字处理组件的性能取决于向其馈送的信号的分辨率)。其他要克服的困难包括信号处理单元的性能，例如合成器220要求特定级别的信号分辨率，当分辨率较小时输入ADC的噪声的量化更加突出，以及用于优化比特个数的条件可能要求N_ADC小于N_FE。以这种方式确定分辨率会导致ADC的过度设计，这是因为可能不存 在固定的方式来设置噪声分量的相对级别。采用充足的余量来设置相对级别，充足余量的示例包括13dB、35dB或取决于接收机的应用的其他大范围变化。 

用于确定数字部分的位宽(分辨率)和操作频率参数的SNR计算中的这些困难导致过度设计，这是在尝试降低功耗时的问题。在示例实施例中，精确地考虑数字部分的SNR贡献，使得SNR能够被最低限度地设计以降低总体功耗。例如，对于ADC的输入处的给定SNR_FE，选择ADC和数字部分的位宽和操作频率，以实现解调器210的输入处的目标SNR，以充分确保目标BER。例如，确定以下等式以使得在满足目标BER的同时接收机200的功率最小化： 

{Qdig，f_s}＝f(SNR_FE，SNR_demod，interference)    (10) 

其中，Q_dig是ADC输出和FIR滤波器中的相关序列的幅度量化。通过控制数字部分的操作频率(f_s)来控制时间上的分辨率。包括ADC的数字数据路径以该操作频率(f_s)运行。注意，对于位宽和操作频率的给定值，存在满足目标BER的、针对量化参数(Q_dig，f_s)的许多不同选择。然而，仅有一些选择可以最小化数字部分的功率耗散。此外，例如对于SNR_FE和干扰的变化值，用于量化参数的最优选择会发生改变，使得基于自适应分辨率的数字部分成为必要。对于不同级别的位宽和操作频率，最优数字接收机的设计参数(Q_dig，f_s)会发生改变。 

可以执行仿真以确定等式(10)中的函数的闭合式表达。可以利用数字部分的输入处的波形(精确捕获量化对BER的影响)来执行仿真。例如，针对等式(10)执行仿真以确定确保BER的量化参数。因此，对于每一个输入 和干扰，针对若干不同的量化参数设置来评估总的BER。 

图3示出了示例概念仿真模型。该模型包括噪声源302(包括模型信号和干扰)，其经过信道选择滤波器304。SNR控制器306控制噪声级别，以维持ADC的输入处的SNR_FE。峰值检测器308测量ADC 310的输入处的信号幅度，并调整可变增益放大器(VGA)312的增益， 以针对ADC 310的全刻度来调整信号电平的大小。ADC 310和数字基带部分的幅度和时间分辨率是可变的。在示例仿真模型中，g是VGA312的可变增益，f₃和BW分别是采样频率和位宽。 

图4示出了在前端中存在二阶低通滤波器的情况下针对低-IF接收机的示例仿真BER与SNR_FE曲线，使用了图3中的仿真模型。从图4中可以看出，例如对于期望的6.25*10^-5的BER，需要-7.6dB的最小SNR_FE。 

关于干扰建模，在Zigbee通信的示例标准中，规定了四个干扰信道。与期望信道相邻的信道和期望信道以相同的功率电平进行传输，例如-82dBm的功率电平。然而，交替信道以例如-52dBm的功率电平进行传输。接收机输入处的信号是： 

$\mathrm{rec}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\begin{array}{c}{x}_0{e}^{j^{(2\mathrm{\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\θ}}_0)}}+x_1{e}^{j^{(2\mathrm{\π}{f}_{1}t+{\mathrm{\θ}}_1)}}+x_2{e}^{j^{(2\mathrm{\π}{f}_{2}t+{\mathrm{\θ}}_2)}}\\ +x_3{e}^{j(2\mathrm{\π}{f}_{3}t+{\mathrm{\θ}}_3)}+x_4{e}^{j(2\mathrm{\π}{f}_{4}t+{\mathrm{\θ}}_4)}\end{array}\right\}---\left(11\right)$

其中x₀是载波频率f_c处的期望信号，f₁和f₂是与f_c距离-5MHz和+5MHz的相邻载波频率，而f₃和f₄是与f_c距离-10MHz和+10MHz的交替载波频率。期望信号x₀可进一步表示为： 

x₀＝x_0I+jx_0Q    (12) 

对于3MHz的选定IF，ADC 310之前的滤波器304的输入可以表示为： 

$x\left(t\right)=\mathrm{RE}\left\{\begin{array}{c}{x}_0{e}^{j^{(2\mathrm{\π}3x{10}^{6}t+{\mathrm{\θ}}_2)}+x_1{e}^{{-j}^{(2\mathrm{\π}2x{10}^{6}t+{\mathrm{\θ}}_1)}}+x_2{e}^{j^{(2\mathrm{\π}8x10^{6}t+{\mathrm{\θ}}_2)}}}\\ +x_3{e}^{-j(2\mathrm{\π}7x{10}^{6}t+{\mathrm{\θ}}_3)}+x_4{e}^{j(2\mathrm{\π}13x{10}^6+{\mathrm{\θ}}_4)}\end{array}\right\}---\left(13\right)$

例如，图5示出了零-IF接收机的ADC 310的输入处的示例信号和干扰曲线图。该曲线图示出了3MHz处的期望信道频率，8MHz处的相邻信道频率，以及13MHz处的交替信道频率。 

图6示出了示例自适应接收机600，包括模拟前端602、数字处理 单元604以及自适应控制单元606。模拟前端602和数字处理单元604内的许多单元与图2的接收机200中的组件相同或相似，因此这里不再讨论。例如，合成单元(捕获、跟踪、相位误差估计器、频率误差估计器)、复数下变频器、FIR滤波器、抽取器、解调器等具有与接收机200中相同或相似的功能。然而，接收机200包括附加的单元，使得接收机能够变得更加自适应。如图6中所示以及之前讨论的，自适应控制单元606包括干扰和SNR估计器(ISE)608和确定接收机600的采样频率的控制器610。自适应控制单元606还确定接收机600的各个部分的位宽，而且自适应控制单元606的组件可以根据例如特定的接收机设计而组合。 

此外，自适应控制单元606包括查找表(LUT)数据库612。基于来自ISE 608的输入，控制器610读取LUT 612中的条目，并确定其他单元的采样频率和位宽。连接控制器610和模拟前端602的ADC、以及数字处理单元604的时钟、相位发生器、FIR匹配滤波器、抽取器和解调器的线携带来自控制器610的控制信号，用于指派操作或采样频率(f_s)和位宽(BW)。 

可以在接收机600中提供自适应增益控制器(AGC)614，以调谐模拟前端602中的VGA的增益，使得模拟前端602的ADC的输入处的信号跨越ADC的整个动态范围。AGC 614可以包括数字信号强度估计器和向模拟VGA指派先前描述的增益g的反馈链路。 

ISE 608估计无线信道中的干扰。能够容忍的干扰估计的变化例如取决于LUT 612中的条目的分辨率水平。如果在存在或不存在干扰时考虑示例，精确的干扰估计是不必要的，因而例如能够容忍干扰估计中的更大变化。例如，从图5可以看出，相邻信道与期望信道的接近使得相邻信道比交替信道对信号造成更大伤害。然而，相邻信道和交替信道中的信号功率都会发生变化。例如，各个信道中的干扰功率的估计是有帮助的。从图5可以看出，对于低-IF接收机，较低的相邻信道靠近期望信号信道。在这种情况下，较低的相邻信道干扰可能比较高的相邻信道干扰对期望信号的伤害更大。 

非相干地估计相邻、交替和期望信号频带中的功率。P_adj是相邻 信道中的总功率，P_alt是交替信道中的总功率，而P_sig是期望信号的信道中的功率。针对干扰功率测量，来自每一个干扰信道的干扰被下变频至基带信号，并由匹配滤波器进行滤波。 

图7示出了示例ISE，其包括多个混频器和滤波器装置，用于估计无线信道中的功率。如图所示，Y_Iadj1和Y_Iadj2是相邻信道的匹配滤波器的I分量。Y_Qadj1和Y_Qadj2是相邻信道的匹配滤波器输出的Q分量。还针对交替信道定义了这些术语。如果g是接收机的VGA的增益，那么相邻信道中的总功率为： 

${P^{\′}}_{\mathrm{adj}}=\frac{1}{g^2}\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{\mathrm{adj}}\left(n\right)---\left(14\right)$

其中， 

Y_adj(n)＝Y² _Iadj1(n)+Y² _Qadj1(n)+Y² _Iadj2(n)+Y² _Qadj2(n)    (15) 

类似地，交替信道中的估计功率由下式给出： 

${P^{\′}}_{\mathrm{alt}}=\frac{1}{g^2}\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{\mathrm{alt}}\left(n\right)---\left(16\right)$

其中， 

Y_alt(n)＝Y² _Ialt1(n)+Y² _Qalt1(n)+Y² _Ialt2(n)+Y² _Qalt2(n)    (17) 

此外，期望信号信道中的估计功率由下式给出： 

$P_{\mathrm{sig}}=\frac{1}{g^2}\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{\mathrm{sig}}\left(n\right)---\left(18\right)$

其中， 

Y_sig(n)＝Y² _Isig(n)+Y²Q_sig(n)    (19) 

根据等式20，相邻信道的估计功率可以表示为： 

P_adj＝P′_adj-2a²P_sig    (20) 

其中， 

a＝G(f)|_5MHz    (21) 

G(f)是g(t)的傅里叶变换，其由等式4给出。类似地，交替信道的估计功率可以表示为： 

P_alt＝P′_alt-2b²P_sig    (22) 

其中， 

b＝G(f)|_10MHz    (23)

在示例实施例中，在前导期间完成干扰和SNR估计，该前导由第一符号和随后的两个帧开始分界符号的序列来指示。对于干扰功率测量，如图7中所示，来自每一个干扰信道的干扰被下变频至基带信号，然后由匹配滤波器进行滤波。图8的图表中示出了示例匹配滤波器的频率响应。该图表示出了5MHz距离处的衰减是大约45dB，而10MHz处的衰减是大约59dB。当估计期望信号功率时，由于匹配滤波器的衰减，相邻信号电平落到-127dB而交替信号电平落到-109dB。这些干扰级别是低的，可能不会干扰期望信号的功率估计。然而，在估计干扰功率时，来自期望频带的信号功率会影响干扰功率估计。这是由于以下事实：最大可能信号功率是-20dBm，即使在被匹配滤波器衰减后，信号功率强度仍足够高以影响干扰功率估计。因此，当估计信号功率时，例如可以忽略相邻和交替信号。 

ISE 608还估计期望信号的SNR。针对恒定噪声因数来设计接收机600的前端。针对两个条件来计算该噪声因数：接收机600的输入处的最小信号强度，以及满足前端的输出处的SNR。基于这两个条件，该噪声因数确定了前端添加的噪声量的上限。因此，能够知道前端贡献的噪声的方差(σ²)。如果等式(2)和(3)是ISE 608的输入，则： 

$P_{\mathrm{sig}}=\frac{1}{g^2}\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{g}^2{\left(x\right[n]+w[n\left]\right)}^2---\left(24\right)$

对于不相关的信号和噪声，E(s n)＝0， 

$\⇒P_{\mathrm{sig}}=\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(x^2\right[n]+w^2[n\left]\right)---\left(25\right)$

$\⇒\frac{P_{\mathrm{sig}}}{\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}^2\left[n\right]}=\frac{\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}^2\left[n\right]}{\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}^2\left[n\right]}+1---\left(26\right)$

根据以上，SNR由下式给出： 

$\mathrm{SNR}=\frac{\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}^2\left[n\right]}{\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}^2\left[n\right]}=\frac{P_{\mathrm{sig}}}{N{\mathrm{\σ}}^2}-1---\left(27\right)$

因此，为了测量P_sig，使用等式18和19，并且等式27给出了SNR的估计。 

图9示出了随多个半正弦脉冲而变化的干扰和SNR估计的变化，在多个半正弦脉冲上估计所述干扰和SNR。在该示例中，在4个脉冲上估计干扰和SNR。从图9可以看出，该估计的变化在4个脉冲之外接近稳定。该估计的变化的容限取决于LUT 612中的条目的接近度。如果LUT 612中的条目间距很大，则能够容忍较大的估计变化。 

回到图6，数字处理单元604基于干扰和SNR的估计从控制器610接收信号，并相应地处理信号。数字处理单元604包括用于接收信号的同步或过程定时估计的组件。例如，数字处理单元604包括捕获单元616、频率误差估计器和跟踪单元620、相位误差估计器622以及帧开始分界器(SFD)624。另外，数字处理单元604例如可以包括只读存储器(ROM)618，以帮助执行许多这些功能。 

数字处理单元604的同步功能有助于从接收信号中获取信息。该同步功能包括粗略定时(捕获)、精确定时(跟踪)、频率误差估计和相位误差估计。定时同步(例如捕获和跟踪)有助于指示例如符号在接收的数据分组中何时且何处开始。例如，频率和相位同步有助于将接收的RF信号下变频为基带信号。 

图10示出了捕获单元1000的示例示意图。可以通过抽取器1002将捕获单元1000的输入抽取至2MHz，以降低采样的个数。如图10中所示，单元1000使用复数非相干相关器1004计算输入采样的复相 关。复数非相干相关器1004的输出被存储，并且由阈值处理器1006使用以进一步计算检测阈值。阈值处理器1006通过提供针对不同采样频率和量化的不同捕获阈值，支持接收机的自适应特征。例如，当相关器的输出超过阈值时，产生下一个跟踪单元的地址，以用于进一步的精细定时同步。 

捕获单元1000操作以执行信号的粗略定时估计，以指示例如符号在数据分组中开始的位置。接收机接收的信号包括串接的符号。跟踪单元对捕获单元100给出的定时信息进行改进，以输出例如正确的地址。 

如图10中所示，抽取的采样存储在寄存器I_reg和Q_reg 1008中，直到不再存储一个符号的采样。例如，每一个寄存器具有32个延迟元件。一旦寄存器1008变满，非相干相关开始。相关器1004的输出存储在寄存器corr_reg中。例如，该寄存器存储8个相关值。一旦该寄存器变满，则阈值处理器1006开始处理。当相关值超过阈值时，acq_success变高，将粗略地址(track_add)赋予跟踪单元620以开始精确定时同步。 

例如，可以根据下表1中示出的步骤来执行同步序列。 

表1 

图11是示出了捕获单元100的示例仿真的图表。示出了误报概率(PFA)、漏报概率(P_m)和捕获时间(T_acq)，作为ADC的输入处的SNR的函数。误报指示当信号(例如符号)没有到达但是同步单元指示接收到信号。漏报是指这样一种情况：当信号(例如符号)已经到达但是同步单元没能检测到该信号。捕获单元可能无法完全检测到所有的符号，或者错误地指示已经接收到信号/符号。声明信号/符号的到达的平均时间是捕获时间。 

图12示出了用于接收信号的精确定时同步的示例跟踪单元1200。跟踪单元1200可以是常规的延迟锁定环(DLL)的替代物，并且消耗较少的功率。跟踪单元1200进一步改进信号的定时，以便例如使用来自捕获单元的信息来指示与信号开始的实质上精确的距离。 

跟踪单元1200是前馈结构，与常规DLL相比需要较少的乘法器，这是因为例如无需在每次迭代中重新计算相关。此外，跟踪单元1200不需要存储器，因为跟踪单元1200在信号采样到达时计算非相干相关。因此，跟踪单元1200考虑符号持续时间来估计接收信号的精确定时。跟踪单元1200在从捕获单元获得的地址(例如track_add)上开始处理。例如，跟踪单元1200包括15个相关器分支，每一个分支在一个符号上执行相关。第一分支从track_add开始相关，第二分支从track_add+1开始相关，第三分支从track_add+2开始相关，等等。最后，例如通过确定一个符号上的所有相关值的最大值来获得精确定时。例如，每一个相关器可以包括4个乘法器、2个加法器、2个平方器和一个累加器。 

接收机600的数字处理单元604的解调器的信号输入应当是不存在载波频率的基带信号。然而，由于接收机链两端的下变频器中的失配，可能出现残留载波频率，其影响解调器以及数字接收机的其他单元的性能。例如，频率误差估计器620使用CORDIC估计残留频率误差，以对笛卡尔进行转换。频率误差估计器620对延迟了采样间隔的两个复共轭指数信号进行混频。混频后的复数信号的相位是频率误差分量的两个连续采样的相位差。该相位差是以弧度计算的频率误差，并且在符号上平均以允许该相位由例如CORDIC来确定。频率误差估计器620向相位误差估计器622输出，该相位误差估计器622例如可以是一阶数字相位锁(PLL)。相位误差估计器622可以接收一个符号并估计相位误差。 

例如，帧开始分界器(SFD)624确认捕获单元616、跟踪单元和频率误差估计器620以及相位误差估计器622的同步。SFD 624在相位误差估计完成后搜索SFD符号，一旦找到SFD符号，则发出SFD_complete信号。在SFD_complete信号之后，接收机600继续下载数据，并且同步完成。 

如上文所讨论，模拟前端602的ADC的输出由基带下变频器626处的数字处理单元604接收。基带下变频器626可以包括用于数字受控振荡器(NCO)的、处于旋转模式的坐标旋转数字计算机(CORDIC)，其将输入的低-IF信号例如下变频至基带。 

图13示出了用于各个CORDIC/NCO单元的可变相位发生器(例如相位发生器622)。可变相位发生器的输入是采样频率。例如，图13示出了用于相邻和交替信道的相位。图13上部的相位发生器示出了针对期望信号的相位产生，并且说明了频率误差估计 和相位误差估计 

CORDIC单元626向FIR匹配滤波器628和630输出。FIR匹配滤波器628和630的频率响应是采样频率的函数。FIR匹配滤波器628和630的结构可以随采样频率而变化，例如以维持相同的频率响应。这可以通过改变FIR滤波器中的抽头的个数来实现。 

图14示出了示例FIR匹配滤波器1400。如图所示，FIR匹配滤波器1400例如具有CORDIC单元1402、中央控制器1404、以及50个抽头。CORDIC单元1402产生输入到乘法器的FIR系数。对于每一个抽头，控制器1404控制乘法器的输入。例如，每一个抽头包括触发器、加法器、多路复用器和乘法器。取决于干扰和SNR条件，将变化的采样频率和位宽参数输入CORDIC单元1402和中央控制器1404。CORDIC单元1402基于采样频率而产生系数，控制器1404控制输入的位宽和滤波器系数。利用CORDIC单元1402产生FIR系数实现了更为自适应的架构，并且取决于采样频率来控制滤波器的乘法器的输入。例如，如图14所示，取决于采样频率，可以通过多路复用器向乘法器的输入赋零来有效地旁路抽头。 

图6中的接收机600的数字处理单元604中的剩余单元包括抽取器632、解调器634和检测器636。抽取器632从FIR匹配滤波器628和630接收信号，并取决于采样频率而抽取输入的采样。针对任何采样频率，抽取器632在输出处留下每脉冲一个采样。例如，定时同步确保了该采样是脉冲中心处的采样。 

例如，解调器634是16进制准正交相关解调器，并且将从抽取器632接收的采样与存储的调制符号进行相关。解调器634的输出是16个相关值。检测器636从解调器634接收16个相关值，并确定这些相关值中的最大值。将这些相关值中的最大值声明作为所传输的符号。 

在示例实施例中，接收机600在前导期间执行干扰和SNR估计，该前导是第一符号和随后的两个SFD符号的序列。图15中示出了示例前导数据分组结构。图15示出了数据分组结构和当SNR为高时在前导期间执行各个同步步骤的平均时间。 

一旦同步完成并且发出SFD_done信号标志，所有的同步块关闭。基于干扰和SNR估计，图6中的接收机600的控制器610访问LUT 612以获取要使用的位宽和采样频率。数据路径(NCO 626、FIR匹配滤波器628和630、抽取器632、解调器634和检测器636)继续以控制器612指派的位宽和采样频率操作。 

示例仿真通过由Verilog机器语言实现并使用 设计汇编 器综合的接收机来执行。UMC 0.13μm法拉第CMOS标准单元库用于综合和功率估计。综合后的网表用于功率估计。使用 功率汇编器来进行功率估计。在100MHz处针对各个分辨率的接收机功率来估计功率，并且通过随频率线性地缩放功率在其他频率上估计功率。使用该设置，泄露功率是可以忽略的，因此未加考虑。作为示例，8比特接收机比1比特接收机消耗多得多的功率，因为相关器分支中存在大量的乘法器。 

图16示出了具有仿真结果的表，该仿真结果示出了针对低-IF接收机的不同干扰和SNR值的示例采样频率。将消耗最低功率的位宽和采样频率馈送到接收机组件中。 

对于没有星号(*)表示的输出的组合，针对满足要求的SNR和位宽的特定组合没有找到采样频率。ISE 608估计SNR和干扰。在确定这两个值之后，可以找到能够用于实现目标BER的位宽和采样频率的组合。消耗最少量的功率的组合是接收机使用的组合。 

在图16的表中，存在4种干扰情况，包括：情况I-无干扰，情况II-存在的全部干扰处于标准定义的级别；情况III-无相邻信道干扰；以及情况IV-无交替信道干扰。可以存在多个级别的干扰，不仅仅是上文提到的4种情况。然而，这些可能中的每一个提供了在其中执行仿真的各种出现情况。 

在图16的表中，当SNR是-7dB且不存在干扰时，存在可用于满足针对Zigbee的6.25*10^-5的目标BER的4种可能的位宽和采样频率组合。例如，40MHz处2比特，35MHz处4比特，以及28MHz处8比特。在这些组合中，可以选择消耗最少量的功率的组合作为接收机在接收到前导后所适配至的组合。在针对特定SNR和干扰的所有位宽和采样频率的组合中，将消耗最少量的功率的组合馈送到查找表(例如图6中的LUT 612)中。可以针对每一个组合执行额外的仿真，以确定接收机的功耗。备选地，接收机可以以迭代的方式使用每一个组合，并且例如可以计算/采用功率测量来识别针对哪个组合接收机消耗最少量的功率。 

为了创建图16中的表，执行针对各种干扰和SNR条件的对接收 机的各种设置的仿真。记录满足针对特定条件的BER标准的设置。在所记录的设置中，识别消耗最少量的功率的设置，并将其用于例如针对表中的特定干扰和SNR条件的功率设置。 

在另一个实施例中，接收机可以包括(或连接至)用户接口，该用户接口允许用户调谐位宽和操作频率参数。然而，通过这种方式，用户可能无法始终选择允许接收机使用最小功率进行操作的参数。 

图17示出了包括功能步骤700的示例流程图，该功能步骤用于调整接收机的操作参数。应当理解，流程图示出了示例实施例的一种可能实现的功能和操作。在这方面，每一个块可以表示程序代码的模块、片段或部分，其包括一个或更多个可由计算机执行的指令，用于实现该过程中特定的逻辑功能或步骤。该程序代码可以存储在任意类型的计算机可读介质上，例如包括磁盘或硬盘驱动器的存储设备。另外，每一个块可以表示被配线连接以执行过程中的特定逻辑功能的电路。备选实现包括在本申请的示例实施例的范围内，其中可以按照与所示或所讨论的不同顺序来执行功能，包括实质上同时执行或逆序执行，取决于所涉及的功能，这些是本领域的技术人员可以充分理解的。 

最初，如块1702处所示，在接收机处接收信号。随后，并行地执行干扰和同步过程。例如，如块1704处所示，确定信号中的干扰，例如通过计算相邻、交替、期望信道的功率，如同上文使用等式(18)-(23)所示。用于确定信号中的干扰的备用方法也是可行的，并且可以取决于用于发送和接收信号的无线通信协议。例如，针对Zigbee无线通信，Zigbee标准(例如IEEE 802.15.4-2006)规定了4个干扰信道(例如两个相邻信道和两个交替信道)。 

接下来，如块1706处所示，例如根据等式(27)来估计和确定信号的SNR。基于确定的干扰和SNR级别，可通过访问参数表来确定接收机的操作参数，如块1708处所示。例如，可以创建操作参数表以指示基于给定的干扰和SNR级别以哪个特定的位宽和采样频率来操作接收机，以满足目标BER并最小化功耗。例如，ADC的功耗随着ADC的操作分辨率或位宽参数以及ADC的采样速率或采样频率而发生变化。较高的位宽和较高的采样频率消耗较多的功率。然而，需要 特定的位宽和采样频率来满足目标BER。因此，选择最优位宽和采样频率组合以满足目标BER，同时最小化接收机的功耗。图16中示出了操作参数的示例表。然而，特定的干扰级别、SNR级别、位宽和采样频率将取决于例如所使用的通信标准以及相关联的目标BER。 

当进行干扰处理时，也可以进行同步，使得同步能够以高分辨率设置、与信号和干扰估计并行地完成。在完成接收机的同步之后，例如发出SFD_complete信号，如块1710处所示，对应的位宽和采样频率可以被指派并由接收机的组件来使用，如块1712处所示。同步使接收机能够通过确定何时符号开始(例如定时同步(捕获和跟踪))而正确地获取信息，并且正确地将RF信号下变频为基带信号(例如频率和相位同步)。 

使用图17中的方法，根据ADC的输入处的SNR和信道中的干扰级别来确定实现目标BER的接收机的位宽和操作频率。该方法可以避免由于最优分辨率(从功率耗散的观点来看)和输入信号条件之间的函数关系而引起的功率的过度消耗。例如，在0.13μm工艺的ZigBee接收机中，针对不同的输入信号条件已经发现高达大约98％的功率差。在示范实施例中，提供了自适应数字接收机，其在功率有效级别上调整位宽和操作频率，同时满足目标BER。使用仿真来确定位宽、操作频率和输入信号条件之间的关系。 

图18是示出了根据本公开、配置用于调整接收机的操作参数的示例计算设备1800的方框图。在非常基本的配置1801中，计算设备1800典型地包括一个或多个处理器1810以及系统存储器1820。存储器总线1830可用于在处理器1810和系统存储器1820之间进行通信。 

根据所期望的配置，处理器1810可以是任意类型的，包括但不限于微处理器(μP)、微控制器(μC)、数字信号处理器(DSP)或其任意组合。处理器1810可以包括一级或多级缓存(例如，一级高速缓存1811和二级高速缓存1812)、处理器核1813、以及寄存器1814。示例处理器核1813可以包括算术逻辑单元(ALU)、浮点单元(FPU)、数字信号处理核(DSP核)或其任意组合。示例存储器控制器1815也可以与处理器1810一起使用，或者在一些实施方式中，存储器控制器 1815可以是处理器1810的内部部件。 

根据所期望的配置，系统存储器1820可以是任意类型的，包括但不限于易失性存储器(如RAM)、非易失性存储器(如ROM、闪存等)或其任意组合。系统存储器1820典型地包括操作系统1821、一个或多个应用程序1822和程序数据1824。应用程序1822包括用于根据本公开向接收机或接收机组件提供输入的控制输入处理算法1823。程序数据1824包括控制输入数据1825，其用于最小化接收机电路的功耗，如上所述。在一些示例实施例中，应用程序1822可以设置为在操作系统1821上以程序数据1824操作，使得接收机电路的功耗最小化。这里所描述的基本配置在图18中由虚线1801内的部件来图示。 

计算设备1800可以具有额外特征或功能以及额外接口，以有助于基本配置1801与任意所需设备和接口之间进行通信。例如，总线/接口控制器1840可以有助于基本配置1801与一个或多个数据存储设备1850之间经由存储接口总线1841进行通信。数据存储设备1850可以是可拆除存储设备1851、不可拆除存储设备1852或其组合。可拆除存储设备和不可拆除存储设备的示例包括磁盘设备(如软盘驱动器和硬盘驱动器(HDD))、光盘驱动器(如紧致盘(CD)驱动器或数字通用盘(DVD)驱动器)、固态驱动器(SSD)以及磁带驱动器，这仅仅是极多例子中的一小部分。示例计算机存储介质可以包括以任意信息存储方法和技术实现的易失性和非易失性、可拆除和不可拆除介质，如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据。 

系统存储器1820、可拆除存储设备1851和不可拆除存储设备1852均是计算机存储介质的示例。计算机存储介质包括但不限于RAM、ROM、EEPROM、闪存或其他存储器技术，CD-ROM、数字多功能盘(DVD)或其他光存储设备，磁盒、磁带、磁盘存储设备或其他磁存储设备，或可以用于存储所需信息并可以由计算设备1800访问的任意其他介质。任何这种计算机存储介质可以是设备1800的一部分。 

计算设备1800还可以包括接口总线1842，以有助于各种接口设备(例如，输出接口、外围设备接口和通信接口)经由总线/接口控制器1840与基本配置1801进行通信。示例输出设备1860包括图形处理 单元1861和音频处理单元1862，其可被配置为经由一个或多个A/V端口1863与多种外部设备(如显示器或扬声器)进行通信。示例外围设备接口1870包括串行接口控制器1871或并行接口控制器1872，它们可被配置为经由一个或多个I/O端口1873与外部设备(如输入设备(例如，键盘、鼠标、笔、语音输入设备、触摸输入设备等))或其他外围设备(例如，打印机、扫描仪等)进行通信。示例通信设备1880包括网络控制器1881，其可以被设置为经由一个或多个通信端口1882与一个或多个其他计算设备1890通过网络通信进行通信。通信连接是通信介质的一个示例。通信介质典型地可以由调制数据信号(如载波或其他传输机制)中的计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据来体现，并可以包括任意信息传送介质。“调制数据信号”可以是通过设置或改变一个或多个特性而在该信号中实现信息编码的信号。例如，但并非限制性地，通信介质可以包括有线介质(如有线网络或直接布线连接)、以及无线介质(例如声、射频(RF)、微波、红外(IR)和其他无线介质)。这里所使用的术语计算机可读介质可以包括存储介质和通信介质。 

计算设备1800可以实现为小体积便携式(或移动)电子设备的一部分，如蜂窝电话、个人数据助理(PDA)、个人媒体播放设备、无线web浏览设备、个人耳机设备、专用设备或包括任意上述功能的混合设备。计算设备1800也可以实现为个人计算机，包括膝上型计算机和非膝上型计算机配置。 

通常，应该理解，这里描述的电路可以使用集成电路开发技术以硬件来实现，或者经由一些其他方式，或者硬件和软件对象的组合来实现，其中可以定制、参数化并在软件环境中连接软件对象以实现在此描述的不同功能。例如，本申请可以使用通过易失性或非易失性存储器来运行软件应用程序的通用或专用处理器来实现。此外，硬件对象可以使用电子信号，利用表示不同数据的信号的状态来通信。 

还应当理解，本文描述的这些和其他设置仅为了示例的目的。因此，本领域技术人员将会理解，其他设置和其他元件(例如机器、接口、功能、顺序和功能分组等)能够替代使用，而且某些元件可以根 据期望的结果而一起省略。此外，所描述的许多元件是功能实体，其可以实现为分立或分布式组件，或者以任意适合的组合和位置与其他组件相结合地实现。 

本公开不限于在本申请中描述的具体示例，这些具体示例意在说明不同方案。本领域技术人员清楚，不脱离本公开的精神和范围，可以做出许多修改和变型。本领域技术人员根据之前的描述，除了在此所列举的方法和装置之外，还可以想到本公开范围内功能上等价的其他方法和装置。这种修改和变型应落在所附权利要求的范围内。本公开应当由所附权利要求的术语及其等价描述的整个范围来限定。应当理解，本公开不限于具体方法、试剂、化合物组成或生物系统，这些都是可以改变的。还应理解，这里所使用的术语仅用于描述具体示例的目的，而不应被认为是限制性的。 

至于本文中任何关于多数和/或单数术语的使用，本领域技术人员可以从多数形式转换为单数形式，和/或从单数形式转换为多数形式，以适合具体环境和/或应用。为清楚起见，在此明确声明单数形式/多数形式可互换。 

本领域技术人员应当理解，一般而言，所使用的术语，特别是所附权利要求中(例如，在所附权利要求的主体部分中)使用的术语，一般地应理解为“开放”术语(例如，术语“包括”应解释为“包括但不限于”，术语“具有”应解释为“至少具有”等)。本领域技术人员还应理解，如果意在所引入的权利要求中标明具体数目，则这种意图将在该权利要求中明确指出，而在没有这种明确标明的情况下，则不存在这种意图。例如，为帮助理解，所附权利要求可能使用了引导短语“至少一个”和“一个或多个”来引入权利要求中的特征。然而，这种短语的使用不应被解释为暗示着由不定冠词“一”或“一个”引入的权利要求特征将包含该特征的任意特定权利要求限制为仅包含一个该特征的实施例，即便是该权利要求既包括引导短语“一个或多个”或“至少一个”又包括不定冠词如“一”或“一个”(例如，“一”和/或“一个”应当被解释为意指“至少一个”或“一个或多个”)；在使用定冠词来引入权利要求中的特征时，同样如此。另外，即使明确指出了所引入权利要求特征的具体数目， 本领域技术人员应认识到，这种列举应解释为意指至少是所列数目(例如，不存在其他修饰语的短语“两个特征”意指至少两个该特征，或者两个或更多该特征)。另外，在使用类似于“A、B和C等中至少一个”这样的表述的情况下，一般来说应该按照本领域技术人员通常理解该表述的含义来予以解释(例如，“具有A、B和C中至少一个的系统”应包括但不限于单独具有A、单独具有B、单独具有C、具有A和B、具有A和C、具有B和C、和/或具有A、B、C的系统等)。在使用类似于“A、B或C等中至少一个”这样的表述的情况下，一般来说应该按照本领域技术人员通常理解该表述的含义来予以解释(例如，“具有A、B或C中至少一个的系统”应包括但不限于单独具有A、单独具有B、单独具有C、具有A和B、具有A和C、具有B和C、和/或具有A、B、C的系统等)。本领域技术人员还应理解，实质上任意表示两个或更多可选项目的转折连词和/或短语，无论是在说明书、权利要求书还是附图中，都应被理解为给出了包括这些项目之一、这些项目任一方、或两个项目的可能性。例如，短语“A或B”应当被理解为包括“A”或“B”、或“A和B”的可能性。 

另外，在以马库什组描述本公开的特征或方案的情况下，本领域技术人员应认识到，本公开由此也是以该马库什组中的任意单独成员或成员子组来描述的。 

本领域技术人员应当理解，出于任意和所有目的，例如为了提供书面说明，这里公开的所有范围也包含任意及全部可能的子范围及其子范围的组合。任意列出的范围可以被容易地看作充分描述且实现了将该范围至少进行二等分、三等分、四等分、五等分、十等分等。作为非限制性示例，在此所讨论的每一范围可以容易地分成下三分之一、中三分之一和上三分之一等。本领域技术人员应当理解，所有诸如“直至”、“至少”、“大于”、“小于”之类的语言包括所列数字，并且指代了随后可以如上所述被分成子范围的范围。最后，本领域技术人员应当理解，范围包括每一单独数字。因此，例如具有1～3个单元的组是指具有1、2或3个单元的组。类似地，具有1～5个单元的组是指具有1、2、3、4或5个单元的组，以此类推。 

尽管已经在此公开了多个方案和实施例，但是本领域技术人员应当明白其他方案和实施例。这里所公开的多个方案和实施例是出于说明性的目的，而不是限制性的，本公开的真实范围和精神由所附权利要求表征。 

Claims (17)

1.一种确定接收机的操作参数的方法，包括以下步骤：

通过无线信道接收射频RF输入信号；

确定RF输入信号的信号强度；

确定无线信道中的干扰；以及

基于RF输入信号的信号强度和无线信道中的干扰，确定满足目标误比特率BER并且使接收机的功耗最小化的接收机的操作参数，

其中，确定接收机的操作参数的步骤包括：访问具有位宽和采样频率的组合的表，该组合针对给定的信号强度和干扰条件实现了目标BER。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，确定接收机的操作参数的步骤包括：确定位宽和采样频率。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括：

根据给定的信号强度和干扰条件来执行接收机的仿真；

识别位宽和采样频率的组合，接收机以所述组合操作并满足目标BER；

根据所识别的位宽和采样频率的组合，选择接收机消耗最少量的功率的组合；以及

基于所确定的RF输入信号的信号强度和所确定的无线信道中的干扰，以对应的所选择的位宽和采样频率的组合来操作接收机。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，确定接收机的操作参数的步骤包括：确定接收机的分辨率。

5.根据权利要求1所述的方法，还包括：根据从由IEEE802.15.4、IEEE802.11x和IEEE802.16组成的组中选择的无线通信标准，通过无线信道接收RF输入信号。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括：确定接收机消耗最少量的功率的接收机的操作参数。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，确定无线信道中的干扰的步骤包括：计算无线信道中的干扰相邻信道、干扰交替信道和期望信道的功率。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，确定无线信道中的干扰的步骤包括：根据下式来确定无线信道中的相邻、交替和期望信道的功率：

${P^{\′}}_{\mathrm{adj}}=\frac{1}{g^2}\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{\mathrm{adj}}\left(n\right),{P^{\′}}_{\mathrm{alt}}=\frac{1}{g^2}\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{\mathrm{alt}}\left(n\right),{P^{\′}}_{\mathrm{sig}}=\frac{1}{g^2}\underset{n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{\mathrm{sig}}\left(n\right)$

其中，P'_adj是相邻信道中的总功率，P'_alt是交替信道中的总功率，而P'_sig是期望信号信道中的功率，g是接收机的可变增益放大器VGA的增益，以及

Y_adj(n)＝Y² _Iadj1(n)+Y² _Qadj1(n)+Y² _Iadj2(n)+Y² _Qadj2(n),

Y_alt(n)＝Y² _Ialt1(n)+Y² _Qalt1(n)+Y² _Ialt2(n)+Y² _Qalt2(n),和

Y_sig(n)＝Y² _Isig(n)+Y²Q_sig(n),

其中，Y_Iadj1和Y_Iadj2是相邻信道的I分量，Y_Qadj1和Y_Qadj2是相邻信道的Q分量，Y_Ialt1和Y_Ialt2是交替信道的I分量，Y_Qalt1和Y_Qalt2是交替信道的Q分量，Y_Iasig是期望信道的I分量，以及Y_Qsig是期望信道的Q分量。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，确定RF输入信号的信号强度的步骤包括：根据下式来确定RF输入信号的信噪比SNR：

$\mathrm{SNR}=\frac{P_{\mathrm{sig}}}{{\mathrm{N\σ}}^2}-1,$

其中，P_sig是期望信号的信道中的功率，σ²是接收机的模拟前端贡献的噪声的方差，而N是接收机的模拟前端中的噪声。

10.根据权利要求1所述的方法，还包括：确定接收机操作并满足目标BER的操作参数。

11.根据权利要求10所述的方法，还包括：根据所确定的操作参数，选择接收机消耗最少量的功率的操作参数。

12.一种接收机，包括：

模拟前端和数字处理单元，用于通过无线信道接收射频RF信号并以一分辨率和频率而操作；

控制单元，用于确定RF输入信号的信号强度和无线信道中的干扰，并且基于信号强度和干扰，确定对操作所述模拟前端和数字处理单元的分辨率和频率的调整，以最小化所述模拟前端和数字处理单元的功耗并满足接收机的目标误比特率BER；以及

具有针对给定的RF输入信号的信号强度和无线信道中的干扰而操作所述模拟前端和数字处理单元以满足目标BER并最小化接收机的功耗的分辨率和频率参数的表，其中，所述控制单元访问所述表以确定对操作所述模拟前端和数字处理单元的分辨率和频率的调整。

13.根据权利要求12所述的接收机，其中，确定对分辨率的调整包括：确定所述模拟前端中进行模数转换期间所使用的比特的个数。

14.根据权利要求12或13所述的接收机，其中，确定对操作所述模拟前端和数字处理单元的分辨率和频率的调整以最小化所述模拟前端和数字处理单元的功耗包括：选择满足目标BER的最低位宽和最低采样频率的组合。

15.根据权利要求12所述的接收机，其中，所述数字处理单元还包括相位发生器、有限冲激响应FIR匹配滤波器、抽取器以及解调器，这些组件中的每一个均接收对分辨率和频率的调整，并以调整后的分辨率和频率参数进行操作。

16.根据权利要求12所述的接收机，其中，所述控制单元确定操作所述模拟前端和数字处理单元并满足目标BER的分辨率和频率操作参数。

17.根据权利要求15所述的接收机，其中，所述控制单元从所确定的分辨率和频率操作参数中选择所述模拟前端和数字处理单元消耗最少量的功率的操作参数。