CN102594180B - 光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法，包括步骤：将开关管的半个工频周期内的参考电流曲线划分为第一区间、第二区间和第三区间；在第一区间内，抬高参考电流曲线，采用软件计算开关管的开关周期；在第二区间内，通过软件计算开关管的关断时间；在第三区间内，采用准谐振电路硬件检测并结合软件补偿的方法，以达到正好在开关管源漏电压的波谷实现下一次的开通，以决定一个开关周期内关断时间的时间长度。本发明能够保证输出电流波形的质量，节约计算资源，提高开关周期的精度；同时尽可能采用准谐振控制方式，提高了逆变器的转换效率。

Description

光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法

技术领域

本发明涉及反激电路高频频率控制技术领域，具体来说，本发明涉及一种光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法。

背景技术

反激电路是直流-直流转换器的一个常见的拓扑。准谐振技术是一个广泛使用的提高效率、提高可靠性、和降低成本的方法。它使主开关管在两端电压的波谷开通，有时两端的电压可能降到0实现零电压开通，从而降低开关管的能量损耗。准谐振技术降低了MOSFET的开关损耗，从而提高可靠性。此外，更软的开通改善了电源的EMI特性，允许设计人员减少使用滤波器的数目，因而降低成本。在反激式电源设计中采用准谐振或谷值开关方案有着若干优势。

但是，ZVS(准谐振开关)零电压开通工作的缺点一个是输出电压要高于输入电压在输出端的反射电压Vout＞Vin/N，在电网电压的低相位，当该条件不满足时，无法完成准谐振开关开通。另外，在低相位，准谐振控制造成开关频率过高，导致开关损耗上升，降低转换效率，所以在低相位部分一般不适合采用准谐振控制方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法，保证输出电流波形的质量，节约计算资源，提高开关周期的精度；同时尽可能采用准谐振控制方式，提高了逆变器的转换效率。

为解决上述技术问题，本发明提供一种光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法，包括步骤：

将所述开关管的半个工频周期内的参考电流曲线划分为第一区间、第二区间和第三区间；

在所述第一区间内，抬高所述参考电流曲线，采用软件计算所述开关管的开关周期；

在所述第二区间内，通过软件计算所述开关管的关断时间；

在所述第三区间内，采用准谐振电路硬件检测并结合软件补偿的方法，以达到正好在所述开关管源漏电压的波谷实现下一次的开通，以决定一个开关周期内所述关断时间的时间长度。

可选地，在所述第一区间内，所述开关管的开关周期的计算公式为：

$T=\frac{L_P\×{\mathrm{\ΔI}}_P^2}{4\×P_O\×{\sin }^2\mathrm{\θ}}$

其中，T为所述开关管的开关周期，I_P为所述反激逆变器的变压器原边电感量，ΔL_P为原边开关峰值电流，P_O为所述反激逆变器的输出有效功率，θ为电网角度。

可选地，在所述第二区间内，所述开关管的关断时间的计算公式为：

$t_{\mathrm{off}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_S\×L_S}{\sqrt{2}\×V_{\mathrm{rms}}\×\sin \mathrm{\θ}}+\mathrm{\π}\×\sqrt{L_P\×C_S}$

其中，t_off为所述开关管的关断时间，ΔI_S为副边开关峰值电流，L_P为所述反激逆变器的变压器原边电感量，L_S为副边电感量，V_rms为电网电压有效值，θ为电网角度，C_S为所述开关管的总输出电容。

可选地，所述开关管的所述开关周期的计算公式和/或所述关断时间的计算公式中的一个或多个参数是可优化的，以提高输出电流的质量。

可选地，在所述第一区间和所述第二区间的交界点，所述软件计算的所述开关周期和所述关断时间相同。

可选地，在所述第二区间和所述第三区间的交界点，所述软件计算的所述关断时间和所述准谐振电路控制的所述关断时间相同。

可选地，所述第一区间的长度是一个与所述反激逆变器的输出有效功率相关的函数。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明的特别之处为控制反激开关管在半个工频周期内的三种高频频率控制模式。在区间I，很低的相位，靠近过零点附近，开关管高频开关的周期由软件计算获得。开关周期的公式由能量关系推导获得，参数可优化，以提高输出电流的质量。在区间II：较低相位，输出电压和输入电压的关系不满足准谐振开关(ZVS)工作条件，开关管的关断时间由软件计算获得，从关断动作开始经过关断时间，开关管开通。关断时间的公式由准谐振的条件推导获得，参数可优化，以提高输出电流的质量。在区间III：高相位输出电压和输入电压的关系满足准谐振开关(ZVS)工作条件时，开关管开通动作由准谐振电路控制。

另外，在区间II和II的交界点，软件计算的关断时间和周期相同，以避免突变。在区间II和III的交界，软件计算的关断时间和准谐振电路控制的关断时间相同，以避免突变。

附图说明

本发明的上述的以及其他的特征、性质和优势将通过下面结合附图和实施例的描述而变得更加明显，其中：

图1为本发明一个实施例的太阳能光伏并网交错并联反激逆变器的简单示意图；

图2为本发明一个实施例的太阳能光伏并网交错并联反激逆变器的原边电流、副边电流和原边开关管控制信号的波形示意图；

图3为本发明一个实施例的太阳能光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法的流程示意图；

图4为现有技术和本发明一个实施例的参考电流的曲线对比示意图；

图5为本发明一个实施例的太阳能光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法的波形示意图。

具体实施方式

本发明是关于一种反激式微型并网逆变器开关管的高频频率控制的方法。开关管的电流触发到电流基准后，通过硬件电路关闭主开关管，以决定一个开关周期内开通的时间长度。在高相位时采用准谐振电路控制开通；较低相位由软件计算关断时间，控制开通；更低相位时，由软件计算整个开关周期。

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，在以下的描述中阐述了更多的细节以便于充分理解本发明，但是本发明显然能够以多种不同于此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下根据实际应用情况作类似推广、演绎，因此不应以此具体实施例的内容限制本发明的保护范围。

图1为本发明一个实施例的太阳能光伏并网交错并联反激逆变器的简单示意图。如图1所示，该太阳能光伏并网交错并联反激逆变器300可以包括：交错并联反激电路301、直流检测模块302、交流检测模块303、基准电流获取模块304、准谐振控制电路305、原边电流采样模块306以及驱动电路307，其中驱动电路307又可以包括：比较器308、触发器309。

在本实施例中，交错并联反激电路301可以包括原边绕组3011和副边绕组3012，原边绕组3011与太阳能电池板(未图示，仅以直流源DC表示)相连接，副边绕组3012与电网311相连接，用于对太阳能电池板产生的直流电作并联反激后并网输出；直流检测模块302可以与太阳能电池板相连接，用于检测其产生的直流电信号；交流检测模块303可以与交错并联反激电路301的副边绕组3012相连接，用于检测并网的交流电信号；基准电流获取模块304可以分别与直流检测模块302和交流检测模块303相连接，用于根据直流电信号和交流电信号获取各时间点的基准电流；准谐振控制电路305可以与交错并联反激电路301的原边绕组3011的开关管S_M相连接，用于采样开关管S_M的漏源电压，并比较漏源电压是否等于准谐振阈值，当开关管S_M的漏源电压高于准谐振阈值时，准谐振控制电路305输出为0；当开关管S_M的漏源电压下降到等于准谐振阈值时，准谐振控制电路305输出为1；原边电流采样模块306可以与原边绕组3011相连接，用于采样原边绕组3011的电流；以及驱动电路307，用于向原边绕组3011的开关管S_M产生开启或者关闭的驱动信号。

另外，驱动电路307中的比较器308可以分别与基准电流获取模块304和原边电流采样模块306相连接，用于比较原边电流是否等于基准电流；而触发器309可以分别与比较器308、准谐振控制电路305和原边绕组3011的开关管S_M相连接，用于当原边电流增加到等于基准电流时，驱动开关管S_M关断，而当开关管S_M的漏源电压下降到等于准谐振阈值时，驱动开关管S_M开启。

图2为本发明一个实施例的太阳能光伏并网交错并联反激逆变器的原边电流、副边电流和原边开关管控制信号的波形示意图。当开关管开通时，原边电流从零开始线性增加，当原边电流值到达基准电流值I_ref时，原边开关管关闭，原边电流降为零，副边电流逐渐线性下降，当副边电流到达零时，原边开关管开通。在同一工频周期里，由于输入功率的不同，反激工作频率也不同。由于反激工作频率不固定，原边电流的峰值包络线(即I_ref)与原边电流的有效值呈非线性关系。由此推出基准电流I_ref和输出电流I_o的有效值为非线性关系。基准电流I_ref的具体设定过程可以参考本申请人的在先中国专利申请CN201110186983.9。

图3为本发明一个实施例的太阳能光伏并网交错并联反激逆变器的开关管的控制方法的流程示意图。如图3所示，该控制方法可以包括：

执行步骤S301，将开关管的半个工频周期内的参考电流曲线划分为第一区间、第二区间和第三区间；

执行步骤S302，在第一区间内，抬高参考电流曲线，采用软件计算开关管的开关周期；

执行步骤S303，在第二区间内，通过软件计算开关管的关断时间；

执行步骤S304，在第三区间内，采用准谐振电路硬件检测并结合软件补偿的方法，以达到正好在开关管源漏电压的波谷实现下一次的开通，以决定一个开关周期内关断时间的时间长度。

总体上来说，第一区间I、第二区间II和第三区间III这三个区间的频率控制方法如下：开关管S_M的开关周期T＝t_on+t_off，其中t_on为开关管S_M的导通时间(开通时间)，t_off为开关管S_M的关断时间。在这三个区间内，开关管S_M的关断采用相同的控制方法：当开关管S_M导通的电流达到基准电流(也叫参考电流I_ref)时关断。其中，T_on控制方法为开关管S_M的电流触发到电流基准I_ref后，通过硬件电路关闭主开关管S_M，以决定一个开关周期T内导通时间T_on的时间长度。

其中，该基准电流I_ref的计算公式为：

I_ref＝f(θ，P_O，V_O，V_in)

上式中，I_ref为基准电流，θ为电网角度，P_O为反激逆变器300的输出有效功率，V_O为输出电压，V_in为输入电压。

在这三个区间内，开关管S_M的开通采用不同控制方法，以保证输出电流波形的质量，以及尽可能采用准谐振控制。

回到如图3所示，该光伏并网交错并联反激逆变器300的开关管S_M的控制方法先将开关管S_M的半个工频周期内的参考电流I_ref曲线划分为第一区间I、第二区间II和第三区间III，下面分三种情况分别对这三个区间的开关管S_M的控制方法作更详细的描述。

在第一区间I内：极低相位，在零点附近区间

首先，在此区间内对现有的连续平滑的电流基准I_ref曲线进行了修正，见图3。在第一区间I相比于现有的电流基准I_ref曲线做了一定的抬高，第一区间I的长度是一个与反激逆变器300的输出有效功率P_O相关的函数。如果采用初始的电流基准I_ref，则在过零附近电流基准I_ref值比较小。由于硬件比较器自身的比较精度问题，在很小的差值内，比较器无法识别，会导致实际导通时间T_on小于理论值，进而导致过零点附近电流偏低问题，影响电流波形质量。

由于提高了电流基准I_ref，以及避免过零点附近频率过高的问题，第一区间I可以采用软件计算开关管S_M的整个开关周期T的方法，如图5A所示。基于能量关系得到以下公式，以保证并网电流为正弦波。计算公式中可以适当的做一些变换，以更好地适应实际的应用场合。而且，计算公式中的一个或多个参数也是可优化的(optimizable)，以提高输出电流的质量。

开关周期T的计算公式由下式推导：

$2\×P_O\×{\sin }^2\mathrm{\θ}=\frac{1}{2}\×L_S\×{\mathrm{\ΔI}}_S^2\×\frac{1}{T}=\frac{1}{2}\×L_P\×{\mathrm{\ΔI}}_P^2\×\frac{1}{T}$

由上式可得，在第一区间I内，开关管S_M的开关周期T的计算公式为：

$T=\frac{L_P\×{\mathrm{\ΔI}}_P^2}{4\×P_O\×{\sin }^2\mathrm{\θ}}$

其中，T为开关管S_M的开关周期，L_P为反激逆变器300的变压器原边电感量，L_S为变压器副边电感量(L_S＝L_P/(n^2)，n为匝比)，ΔI_P为原边开关峰值电流，ΔI_S为副边开关峰值电流(ΔI_S＝ΔI_P*n，匝比n＝N_P/N_S，N_P为原边线圈匝数，N_S为副边线圈匝数)，P_O为反激逆变器300的输出有效功率，θ为电网角度。

在第二区间II内：较低相位，输出电压和输入电压的关系不满足准谐振开关工作条件

在该第二区间II内，可以采用t_off控制方法：通过软件计算开关管S_M的关断时间t_off。如图5B所示，该关断时间t_off为理论上的准谐振到达波谷的时间。本实施例中只计算关断时间t_off的方法，相比于计算整个开关周期T的方法，节约了计算资源，并且通过软硬件结合的方法，提高了获取开关周期T的精度。同样也可以实现准谐振，提高了变换器的效率。

在第二区间II内，开关管S_M的关断时间t_off的计算公式为：

$t_{\mathrm{off}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_S\×L_S}{\sqrt{2}\×V_{\mathrm{rms}}\×\sin \mathrm{\θ}}+\mathrm{\π}\×\sqrt{L_P\×C_S}$

其中，t_off为开关管S_M的关断时间，ΔI_P为原边开关峰值电流，ΔI_S为副边开关峰值电流(ΔI_S＝ΔI_P*n，匝比n＝N_P/N_S，N_P为原边线圈匝数，N_S为副边线圈匝数)，L_P为反激逆变器300的变压器原边电感量，L_S为变压器副边电感量(L_S＝L_P/(n^2)，n为匝比)，V_rms为电网电压有效值，θ为电网角度，C_S为反激开关管S_M的总输出电容。该总输出电容C_S包括共源极输出电容C_oSS与并在开关管S_M源漏极之间的电容之和。

在本实施例中，上述开关管S_M的关断时间t_off的计算公式中的一个或多个参数也是可优化的(optimizable)，以提高输出电流的质量。

根据以上的参数，可以计算出此区间II开关管S_M应该的关断时间t_off。

另外，需要说明的是，在第一区间I和第二区间II的交界点，软件计算的开关周期T和关断时间t_off相同。

在第三区间III内：高相位区间，准谐振区间

在该第三区间III内，也可以采用t_off控制方法：采用准谐振电路硬件检测并结合软件补偿的方法，以达到正好在开关管S_M源漏电压的波谷实现下一次的开通，以决定一个开关周期T内关断时间t_off的时间长度，如图5C所示。硬件检测并结合软件补偿的方法可以参考本申请人的在先中国专利申请CN201110231648.6。

类似地，需要说明的是，在第二区间II和第三区间III的交界点，软件计算的关断时间t_off和准谐振电路控制的关断时间t_off相同。

本发明的特别之处为控制反激开关管在半个工频周期内的三种高频频率控制模式。在区间I，很低的相位，靠近过零点附近，开关管高频开关的周期由软件计算获得。开关周期的公式由能量关系推导获得，参数可优化，以提高输出电流的质量。在区间II：较低相位，输出电压和输入电压的关系不满足准谐振开关(ZVS)工作条件，开关管的关断时间由软件计算获得，从关断动作开始经过关断时间，开关管开通。关断时间的公式由准谐振的条件推导获得，参数可优化，以提高输出电流的质量。在区间III：高相位输出电压和输入电压的关系满足准谐振开关(ZVS)工作条件时，开关管开通动作由准谐振电路控制。

另外，在区间II和II的交界点，软件计算的关断时间和周期相同，以避免突变。在区间II和III的交界，软件计算的关断时间和准谐振电路控制的关断时间相同，以避免突变。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何修改、等同变化及修饰，均落入本发明权利要求所界定的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种光伏并网交错并联反激逆变器（300）的开关管S_M的控制方法，包括步骤：

将所述开关管S_M的半个工频周期内的参考电流I_ref曲线划分为第一区间（I）、第二区间（II）和第三区间（III），所述第三区间（III）居于半个工频周期内的所述参考电流I_ref曲线中间，两个所述第二区间（II）分居于所述第三区间（III）两侧，两个所述第一区间（I）再分居于所述第二区间（II）外侧，形成第一区间（I）、第二区间（II）、第三区间（III）、第二区间（II）和第一区间（I）的排列关系；

在所述第一区间（I）内，抬高所述参考电流I_ref曲线，采用软件计算所述开关管S_M的开关周期T；

在所述第二区间（II）内，通过软件计算所述开关管S_M的关断时间t_off；

在所述第三区间（III）内，采用准谐振电路硬件检测并结合软件补偿的方法，以达到正好在所述开关管S_M源漏电压的波谷实现下一次的开通，以决定一个开关周期T内所述关断时间t_off的时间长度。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在所述第一区间（I）内，所述开关管S_M的开关周期T的计算公式为：

$T=\frac{L_P\×{\mathrm{\ΔI}}_P^2}{4\×P_O\×{\sin }^2\mathrm{\θ}}$

其中，T为所述开关管S_M的开关周期，L_P为所述反激逆变器（300）的变压器原边电感量，ΔI_P为原边开关峰值电流，P_O为所述反激逆变器（300）的输出有效功率，θ为电网角度。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，在所述第二区间（II）内，所述开关管S_M的关断时间t_off的计算公式为：

$t_{\mathrm{off}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_S\×L_S}{\sqrt{2}\×V_{\mathrm{rms}}\×\sin \mathrm{\θ}}+\mathrm{\π}\×\sqrt{L_P\×C_S}$

其中，t_off为所述开关管S_M的关断时间，ΔI_S为副边开关峰值电流，L_P为所述反激逆变器（300）的变压器原边电感量，L_S为副边电感量，V_rms为电网电压有效值，θ为电网角度，C_S为所述开关管S_M的总输出电容。

4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述开关管S_M的所述开关周期T的计算公式和/或所述关断时间t_off的计算公式中的一个或多个参数是可优化的，以提高输出电流的质量。

5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，在所述第一区间（I）和所述第二区间（II）的交界点，所述软件计算的所述开关周期T和所述关断时间t_off相同。

6.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，在所述第二区间（II）和所述第三区间（III）的交界点，所述软件计算的所述关断时间t_off和所述准谐振电路控制的所述关断时间t_off相同。

7.根据权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于，所述第一区间（I）的长度是一个与所述反激逆变器（300）的输出有效功率P_O相关的函数。

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