CN102593849A - 一种基于无功补偿的抑制混沌的控制装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种基于无功补偿的抑制混沌的控制装置及方法，装置包括高电位板和晶闸管控制电抗器，还包括中央处理单元、无功补偿单元、混沌抑制单元、电源和通信模块；中央处理单元包括采样模块、预处理模块、检测单片机、记忆模块和综合处理单片机；无功补偿单元包括无功补偿处理器、无功补偿控制器和反馈采样模块I；混沌抑制单元包括混沌抑制处理器、混沌抑制控制器和反馈采样模块II。方法包括：采集三相相电压瞬时值和三相线电流瞬时值；计算电网运行参数；判断信号异常参数，将电网运行参数和异常参数送至LCD显示；控制晶闸管控制电抗器输出无功功率。本装置实时监视电网运行状态，提高无功补偿的安全性，降低由于无功功率补偿不当对电网的危害。

Description

一种基于无功补偿的抑制混沌的控制装置及方法

技术领域

本发明属于电力系统自动控制技术领域，特别涉及一种基于无功补偿的抑制混沌的控制装置及方法。

背景技术

目前，混沌已经渗透到电力系统中多个研究领域，混沌振荡，包括由无功功率引起的振荡，是非线性系统中各个参数相互作用导致的非常复杂的现象，它在电力系统中出现时，将伴随系统运行参数持续无规则的振荡；系统无功功率处于一定范围时，系统会出现混沌现象，也就是当发出无功功率的装置SVC接入电力系统时，系统可能含有混沌现象。电力系统作为一个典型的非线性系统，它的动态行为包含了复杂的非线性，比如电机的低频振荡、次同步振荡以及系统的分叉和混沌等。

电力系统除因负阻尼引起的低频振荡外，还有另一种混沌振荡的危机。大电网之间的互联给电能生产和消费带来巨大好处，同时可能会出现各种形式的振荡失稳现象。系统振荡、频率崩溃和电压崩溃是导致电网事故的3大主要因素，其中系统振荡是最常见的现象，它可以成为大停电事故的基本原因或附加因素。为了有效的控制和消除振荡，必须研究振荡产生的机理、消除途径和参数控制范围，对此常规手段无能为力。

在电力系统的实际运行中，混沌现象的出现给电力系统安全、稳定的运行状态带来了很大的麻烦，尤其是在随意的接入无功补偿装置时，使本地设备的运行达到最佳状态，导致电网中无功功率会处在某一范围内，很有可能使电力系统出现混沌振荡现象。

发明内容

针对电力系统存在混沌现象的问题，本发明提供一种基于无功补偿的抑制混沌的控制装置及方法，通过控制无功功率的输出量来对电力系统的混沌现象进行抑制。

本发明控制装置包括：中央处理单元、无功补偿单元、混沌抑制单元、电源、通信模块、高电位板和晶闸管控制电抗器；

所述中央处理单元，包括采样模块、预处理模块、检测单片机、记忆模块和综合处理单片机；所述采样模块包括电压互感器、电流互感器、信号调理器和锁相环电路，电压互感器和电流互感器的高压接入端连接电网，低压输出端连接信号调理器的输入端，信号调理器的输出端连接锁相环电路的输入端，锁相环电路的输出端作为采样模块的输出端，与预处理模块的输入端相连；预处理模块采用DSP及其外部存储器；综合处理单片机外接有键盘和人机接口模块，综合处理单片机通过通信模块与上位机进行通信；人机接口模块采用液晶控制器；记忆模块采用DSP及其外部存储器；

中央处理单元的具体连接是：采样模块的输出端连接预处理模块的输入引脚，预处理模块的输出引脚连接综合处理单片机的输入引脚，综合处理单片机的输出引脚连接检测单片机输入引脚，检测单片机输出引脚连接预处理模块的输入引脚，记忆模块的输入引脚连接采样模块的输出端和检测单片机的输出端，馈线终端装置的输出端通过电网中架空通信电缆连接记忆模块的输入引脚；

中央处理单元的功能是：实时检测电网运行参数，判断问题的处理方式，记忆混沌产生路径，对相同的混沌现象进行超前抑制，控制无功补偿单元或混沌抑制单元的工作优先级，与馈线终端装置通信，进行信息共享，解决电网简单故障；

所述无功补偿单元，包括无功补偿处理器、无功补偿控制器和反馈采样模块I；无功补偿处理器选用单片机，无功补偿控制器选用DSP；

无功补偿单元的具体连接是：无功补偿处理器的输入引脚连接无功补偿控制器的输出引脚，无功补偿处理器的输出引脚连接无功补偿控制器的输入引脚；无功补偿控制器的输入引脚连接反馈采样模块I的输出端；无功补偿处理器的输出引脚连接综合处理单片机的输入引脚，无功补偿处理器的输入引脚连接综合处理单片机的输出引脚，反馈采样模块I的输入端接晶闸管控制电抗器的输出端。

无功补偿单元的功能是：接收综合处理单片机的数据和控制信号，进行无功补偿；

所述混沌抑制单元，包括混沌抑制处理器、混沌抑制控制器和反馈采样模块II；混沌抑制处理器选用单片机，混沌抑制控制器选用DSP；

混沌抑制单元的具体连接是：反馈采样模块II的输入端接晶闸管控制电抗器的输出端，反馈采样模块II的输出端连接混沌抑制控制器的输入引脚；混沌抑制控制器的输出引脚连接混沌抑制处理器的输入引脚，混沌抑制控制器的输入引脚连接混沌抑制处理器的输出引脚；混沌抑制处理器的输出引脚连接中央处理单元的综合处理单片机的输入引脚，混沌抑制处理器的输入引脚连接综合处理单片机的输出引脚；混沌抑制控制器的输出引脚与无功补偿控制器的输出引脚均经过高电位板连接到晶闸管控制电抗器；

混沌抑制单元的功能是：接收综合处理单片机的数据和控制信号，进行混沌抑制。

预处理模块采用的DSP与检测单片机、记忆模块采用的DSP与检测单片机、记忆模块采用的DSP与混沌抑制单片机、预处理模块采用的DSP与综合处理单片机、无功补偿处理器选用的单片机与无功补偿控制器选用的DSP、混沌抑制处理器选用的单片机与混沌抑制控制器选用的DSP之间均采用双口RAM连接方式通信；装置的DSP和单片机共用一个电源，电源为预处理模块采用的DSP、检测单片机、记忆模块采用的DSP、综合处理单片机、无功补偿处理器选用的单片机、无功补偿控制器选用的DSP、混沌抑制处理器选用的单片机和混沌抑制控制器选用的DSP供电，电源放在预处理模块中。

装置连接好后，通过电网中架空通信电缆，将记忆模块与远程配电室的馈线终端装置相连，通信协议采用RS485协议。

采用上述控制装置抑制混沌的控制方法，具体按如下步骤进行：

步骤一：采集三相相电压瞬时值u_a、u_b、u_c和三相线电流瞬时值i_a、i_b、i_c；

步骤二：预处理DSP和记忆DSP计算电网运行参数，包括各相瞬时有功功率、各相瞬时无功功率、各相瞬时视在功率和各相瞬时功率因数，三相总瞬时有功功率、三相总瞬时无功功率、三相总瞬时视在功率和三相总瞬时功率因数，三相正序电压的不平衡度；

计算a、b、c三相总瞬时有功功率p、总瞬时无功功率q、总瞬时视在功率s和总瞬时功率因数cosθ：

p＝u_ai_a+u_bi_b+u_ci_c

$q=\frac{1}{\sqrt{3}}[(u_b-u_c)i_a+(u_c-u_a)i_b+(u_a-u_b)i_c]$

$s=\sqrt{p^2+q^2}$

$\cos \mathrm{\θ}=\frac{p}{s}$

计算a、b、c各相瞬时有功功率p_a、p_b、p_c，瞬时无功功率q_a、q_b、q_c，瞬时视在功率s_a、s_b、s_c和瞬时功率因数cosθ_a、cosθ_b、cosθ_c；

A相：

$p_a=u_a{i}_{\mathrm{ap}}={3u}_a^2\frac{p}{A}$

$q_a=u_a{i}_{\mathrm{aq}}=u_a(u_b-u_c)\frac{q}{A}$

$s_a=\sqrt{p_a^2+q_a^2}$

${\cos \mathrm{\θ}}_a=\frac{p_a}{s_a}$

B相：

$p_b=u_b{i}_{\mathrm{bp}}={3u}_b^2\frac{p}{A}$

$q_b=u_b{i}_{\mathrm{bq}}=u_b(u_c-u_a)\frac{q}{A}$

$s_b=\sqrt{p_b^2+q_b^2}$

${\cos \mathrm{\θ}}_b=\frac{p_b}{s_b}$

C相：

$p_c=u_c{i}_{\mathrm{cp}}={3u}_c^2\frac{p}{A}$

$q_c=u_c{i}_{\mathrm{cq}}=u_c(u_a-u_b)\frac{q}{A}$

$s_c=\sqrt{p_c^2+q_c^2}$

$\cos {\mathrm{\θ}}_c=\frac{p_c}{s_c}$

式中A＝(u_a-u_b)²+(u_b-u_c)²+(u_c-u_a)²；

计算电压三相不平衡度ε

其中，A相线电压为U_Al，C相线电压为U_Cl，为A相相位，

为C相相位。

步骤三：预处理DSP和记忆DSP根据计算出的电网运行参数，判断信号异常参数，将计算出的电网运行参数和异常参数送至LCD显示：预处理DSP和记忆DSP判断异常参数为0，即此时信号无异常，则进行无功功率补偿；预处理DSP判断异常参数为1，即此时信号异常，将此异常参数送至综合处理单片机，该单片机将无功补偿单元屏蔽；记忆DSP判断异常参数为1，即此时信号异常，判断当前电网是否处于混沌状态，并执行相应操作；

DSP存储器中存储数据方式为逆向数据堆栈法，即将最初数据放入栈顶，将最终数据放入栈底。

具体的异常参数的判断方法是将电网运行参数与DSP自己存储器中的混沌路径数据组进行实时比较，具体比较方法为顺序依次比较方法，即将某一时刻的电网运行参数放到DSP的寄存器中，将栈顶数据取出与寄存器中数据进行对比，对比方式为两组数据分别相减，若相减为零，将栈中下一组数据取出与寄存器中下一时刻数据进行相减，以此类推，程序运行到混沌路径数据组的一半的数据长度时，程序终止；若相减不为零，将下一时刻电网运行参数与栈顶数据进行对比，直到出现相减为零时，将栈中下一组数据取出；根据相减结果来判断异常参数；

步骤四：控制晶闸管控制电抗器(TCR)输出无功功率。

上述步骤三中所述的无功功率补偿，具体按如下步骤进行：

步骤1：计算补偿导纳，具体如下：

从功率因数校正的概念来看，首先在每一相负荷导纳上并联一个等于负荷电纳负值的补偿导纳，使得负荷导纳变为纯电导。如果

$Y_l^{\mathrm{ab}}=G_l^{\mathrm{ab}}+{\mathrm{jB}}_l^{\mathrm{ab}}$

则补偿导纳

$B_c^{\mathrm{ab}}=-B_l^{\mathrm{ab}}$

负载用三角形链接的网络来表示，导纳

是复数并且互不相等，l表示负载，

表示a、b相之间的负载导纳，

表示b、c相之间的负载导纳，

表示c、a相之间的负载导纳，

表示a、b相之间的补偿导纳，

表示a、b相之间的单相复合电导，如果负载为不接地的星形则可以通过Y-Δ变换来处理，如果负荷的变化比较慢并且为线性的就可以用相量来分析，则用一个任意的三相无源导纳来表示理想补偿器，当它与负荷并联时，对电源而言就相当于一个对称负荷。其它两相也可以类似地处理，就可以得到各支路的合成导纳，它们都只有纯电导，整体功率因数为1，但仍然是不平衡的。

为平衡有功不对称负载，在b相和c相之间连接电容性导纳为：

$B_c^{\mathrm{bc}}=G_l^{\mathrm{ab}}/\sqrt{3}$

同时在c相和a相间接入电感性导纳：

$B_c^{\mathrm{ab}}=-G_l^{\mathrm{ab}}/\sqrt{3}$

经过这样处理，正序电压

和

产生的线电流

和不仅是平衡的，而且分别与各自的相电压同相。对正序电压而言，等效电路是三相Y接的电阻性负荷，每相的电导都为

因为已经假定电压是平衡的，则总功率为

这里的U是每相供电电压的有效值。总功率因数和每相功率因数都是1。虽然在三角形接法中各支路的电流是不平衡的，但是在三角形中无功功率是平衡的，b线和c线间的电容器产生的无功功率等于c线和a线间的电感器吸收的无功功率。

同理，bc和ca相之间的纯电导可以依次用相同的方法来加以平衡。

可以用接于ac线间的补偿导纳

和接于ab线间的

来平衡。加上功率因数校正电纳之后，如图18所示，现在三角形中的每一个支路都有三个并联的补偿导纳，这些导纳可以相加在一起，就可以得到三相三角形接法的理想补偿网络：

$\left\{\begin{array}{c}{B}_c^{\mathrm{ab}}=-B_l^{\mathrm{ab}}+(G_l^{\mathrm{ca}}-G_l^{\mathrm{bc}})/\sqrt{3}\\ B_c^{\mathrm{bc}}=-B_l^{\mathrm{bc}}+(G_l^{\mathrm{ab}}-G_l^{\mathrm{ca}})/\sqrt{3}\\ B_c^{\mathrm{ca}}=-B_l^{\mathrm{ca}}+(G_l^{\mathrm{bc}}-G_l^{\mathrm{ab}})/\sqrt{3}\end{array}\right.$

其中，表示a、b相之间的补偿导纳，

表示b、c相之间的补偿导纳，

表示c、a相之间的补偿导纳。

无功功率补偿装置SVC采用三角形接法，三相等值导纳分别为和

设三相电源电压对称，则SVC各相补偿电流以及电源电流可以表示为：

其中，α＝e^j2π/3为旋转因子；电压电流第二个下标的意义如下：s代表电源，c代表补偿器，l代表负荷；U为SVC接入点相电压有效值。

对于上述三相电流应用对称分量法，可以得到相应的序分量表达式，其中零序分量为零。

按照上述SVC各相补偿电流以及电源电流的两个表达式，可以求出用负荷电流相量表示的补偿导纳：

进行适当变换后，可以得到用瞬时负荷电流和电压值来表示的补偿导纳。ImI_al这一项同瞬时电流i_al相关联：

$i_a=\sqrt{2}\mathrm{Re}\left[(I_{\mathrm{aR}}+{\mathrm{jI}}_{\mathrm{aX}})e^{\mathrm{j\ωt}}\right]=\sqrt{2}(I_{\mathrm{aR}}\cos \mathrm{\ωt}-I_{\mathrm{aX}}\sin \mathrm{\ωt}]$

即在sinωt＝-1和cosωt＝0的瞬间，i_a的瞬时值就等于I_aX，即：

$I_{\mathrm{aX}}=\frac{i_a}{\sqrt{2}}{|}_{\begin{array}{c}\cos \mathrm{\ωt}=0\\ \sin \mathrm{\ωt}=-1\end{array}}$

而sinωt＝-1和cosωt＝0的瞬间就是u_a正向过零时刻，于是上式可改写为：

${\mathrm{ImI}}_{\mathrm{al}}=I_{\mathrm{aX}}=\frac{i_a}{\sqrt{2}}{|}_{\begin{array}{c}{u}_z=0\\ \frac{{\mathrm{du}}_z}{\mathrm{dt}}>0\end{array}}$

因此，三相补偿导纳可改写如下：

$\left\{\begin{array}{c}{B}_c^{\mathrm{ab}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}+i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}-i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}]\\ B_c^{\mathrm{bc}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}+i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}-i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}]\\ B_c^{\mathrm{ca}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}+i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}-i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}]\end{array}\right.$

这样，所需的补偿导纳用三相电流的采样值表示，采样时刻分别是u_a、u_b、u_c过零变正的时刻，上式可以直接用作补偿导纳或TCR触发角的计算依据。

步骤2：根据补偿导纳计算晶闸管的触发角；

一般用触发延迟角α(简称触发角)来表示晶闸管从电压过零点到触发时刻的角度，其调节范围是90°-180°。

TCR正常运行时，其电流i_TCR的瞬时值为

$i_{\mathrm{TCR}}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& 0<\mathrm{\&omega;t}<\mathrm{\&alpha;}\\ (\cos \mathrm{\&alpha;}-\cos \mathrm{\&omega;t})U_m/X_L& \mathrm{\&alpha;}\&le;\mathrm{\&omega;t}<2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}\\ 0& 2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}<\mathrm{\&omega;t}<3\mathrm{\&pi;}/2\end{array}\right.$

式中，U_m是电压峰值，u_s＝U_msinωt；X_L是电抗，X_L＝ωL。

ω为角频率，ωt为角度，U_m为常规含义，u_s为常规含义即电源电压，L为电感。

基波电流为

$I_1=\frac{2(\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;})+\sin 2\mathrm{\&alpha;}}{\sqrt{2}\mathrm{\&pi;}{X}_L}{U}_m=\frac{\mathrm{\&sigma;}-\sin \mathrm{\&sigma;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}U$

式中，σ是晶闸管的导通角，σ＝2(π-α)；U是电压有效值，

基波电流I的下标1表示1次谐波，即基波，U表示电压有效值。

对基波电流而言，晶闸管控制的电抗器可以看成一个可控导纳，其等效导纳值B_L(α)(下标L为电感，总体含义为等效感性导纳)与触发角α(或导通角σ)的关系如下

$B_L\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\frac{2(\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;})+\sin 2\mathrm{\&alpha;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}=\frac{\mathrm{\&sigma;}-\sin \mathrm{\&sigma;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}$

这样，电流的基波分量就可以写成等效导纳与电压有效值的乘积的形式，即

I₁＝B_L(α)U

可以看出，α＝90°，B_L(α)最大，等于1/X_L；α＝180°，B_L(α)最小，等于0。增大触发角的效果就是减少电流中的基波分量，相当于减小其等效导纳。

上述步骤三中所述的判断当前电网是否处于混沌状态，并执行相应操作，具体按如下步骤进行：

步骤1：根据混沌抑制原理，判断混沌参数：混沌参数为1，则处于混沌状态，判断混沌路径并进行混沌抑制；混沌参数为0，则不处于混沌状态，继续对电网进行监视；

混沌抑制原理如下：

混沌抑制是基于无功补偿的无功功率调节方式，是通过调节无功功率的大小进而达到对系统混沌现象的抑制，其无功功率输出的原理同无功补偿的原理，不同之处在于对系统混沌现象进行分析进而得出混沌系统模型，进行具体的无功能量的分配，分析电网运行参数和计算晶闸管触发角的方法见无功补偿模块。

由于电力系统是一种强非线性、动态的复杂系统，建立适合于分析其非线性动力学的数学模型比较困难，建立了与同步电机在结构上相似的一般模型，利用DQ坐标变换法可以建立以下方程：

$\left(\begin{array}{c}{u}_A\\ u_B\\ u_C\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}R& 0& 0\\ 0& R& 0\\ 0& 0& R\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right)+p\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_A\\ {\mathrm{\&psi;}}_B\\ {\mathrm{\&psi;}}_C\end{array}\right)$

这里

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_A\\ {\mathrm{\&psi;}}_B\\ {\mathrm{\&psi;}}_C\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}{L}_A& M_{\mathrm{AB}}& M_{\mathrm{AC}}\\ M_{\mathrm{BA}}& L_B& M_{\mathrm{BC}}\\ M_{\mathrm{CA}}& M_{\mathrm{CB}}& L_C\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right)+p\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{FA}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{FB}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{FC}}\end{array}\right)$

其中，u_A，u_B，u_C为电机输入端的三相电压值；i_A，i_B，i_C为电机输入端的三相电流值；

R为绕组的电阻矩阵；p为极对数；ψ_A，ψ_B，ψ_C为电机三相绕组磁链；L_A，L_B，L_C为电机三相电感量；M_AB，M_AC，M_BC为电机AB，AC，BC相间磁化强度；M_BA，M_CA，M_CB为电机AB，AC，BC相间反磁化强度；ψ_FA，ψ_FB，ψ_FC为电机三相绕组气隙磁链；

L₁＝L_Q，L₂＝L_D-L_Q，m₂＝L₂＝L_D-L_Q，

其中，L₁和L₂为定子电感量和转子电感量；

为电机磁位；L_D和L_Q为电机D轴和Q轴电感量；m₁和m₂为定子磁感量和转子磁感量；

并且有转矩平衡方程

$T_E=T_L=J\frac{\mathrm{d\&theta;}}{\mathrm{dt}}$

其中，T_E为电磁转矩；T_L为负载转矩；J为转动惯量；θ为电机的电角度；t为时间量；考虑非线性系统

其中时间量t∈[0，∞)，状态变量X∈Rⁿ，

为X的一阶导数，f(X)是定义在Rⁿ上的光滑向量场，满足Lipschitz条件：不失一般性，本发明假定非线性系统至少有一个平衡点X^*，且平衡点的具体位置预先未知。

本发明的目标就是把非线性系统控制到平衡点X^*。把控制项c_n直接加在系统的右端，可以得到受控系统：

其中，n是系统变量的个数，c_n为含有n个变量的控制项，传统的控制方法是设计c_n使系统的状态接近平衡点X^*，这样的方法虽然简单，但是如果事先不知道平衡点的具体位置，那么传统的控制方法将无能为力。为了克服这一缺陷，本发明应用一个自适应规律自动跟踪平衡点，即输出量的状态方程

其中，

为系统输出量的一阶导数，y_n为系统输出量，x_n为系统输入量，σ系统稳定系数。

综上所述，本发明的自适应混沌抑制具有以下形式：

c_n＝-k_n(x_n-y_n)，

其中，

为可调增益系统的一阶导数，k_n为可调增益系数，γ_n超前扰动量。

受控混沌系统在自适应混沌控制方式作用下渐近稳定到不可知的平衡点。那么由以下表达式：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_Q}{\mathrm{dt}}=-i_Q-i_D\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&delta;\&theta;}\\ \frac{\mathrm{d\&theta;}}{\mathrm{dt}}=\mathrm{\&beta;}(i_Q-\mathrm{\&theta;})\\ \frac{{\mathrm{di}}_D}{\mathrm{dt}}=-i_D+i_Q\mathrm{\&theta;}\end{array}\right.$

其中，i_D和i_Q为电机各相D轴和Q轴的电流值，t为时间量，δ为随机扰动，θ为超前预测量，β为有色噪声。

可知本发明抑制混沌运动的方式，将此表达式和自适应混沌抑制方法联立，并将其参数带入后，如下表达式：

与

$\frac{{\mathrm{di}}_Q}{\mathrm{dt}}=-i_Q-i_D\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&delta;\&theta;}-k(i_Q-y)$

构成受控混沌系统。

步骤2：根据判断结果计算混沌抑制导纳：若混沌参数为1，通过逆向搜寻法来寻找混沌数据组，记忆混沌路径，计算混沌抑制导纳；若混沌参数为0，记忆DSP监视电网运行状态，计算混沌抑制导纳；

逆向搜寻法，即在自己的存储器中设置此时刻为电网混沌时刻，以此时刻为基准依次向前一时刻寻找系统偏离稳定运行的混沌分岔点，将基准点与分岔点之间的数据定义为混沌路径的数据组；

混沌抑制导纳计算方法与补偿导纳计算方法相同。

步骤3：根据混沌抑制导纳计算晶闸管的触发角。

计算方法与根据补偿导纳计算晶闸管的触发角相同。

有益效果：1、本发明在静态无功补偿器SVC(TCR+FC型)基础上，提出了一种可以进行无功补偿和混沌抑制的综合补偿装置，减少了不必要的装置接入电网的数量，由于无功补偿器中含有混沌抑制模块，该模块可实时监视电网运行状态，提高无功补偿的安全性，降低由于无功功率补偿不当对电网造成的危害。

2、本发明无功补偿模块和混沌抑制模块采用独立式工作状态，即当前只能有其中一个模块在工作，解决了两个模块共同工作时，每个模块所输出的无功功率难以计算的问题，避免了两个模块共同工作时，这两个DSP无法通信的现象。

3、本发明设定混沌抑制模块的工作优先级高于无功补偿模块，这样设定保证了电网安全稳定的运行，避免了无功补偿模块工作时，电网混沌现象被无节制地放大。

4、本发明混沌抑制模块采用了自适应控制方法，此方法自动跟踪系统的平衡点，在控制过程中能够自动地调整、修改和完善，从而使系统的控制性能不断改善，达到最佳的控制效果，找到系统的稳定点或稳定区间。

5、本发明的混沌抑制是基于无功补偿的无功功率调节方式，是通过调节无功功率的大小进而达到对系统混沌现象的抑制，其无功功率输出的原理与无功补偿的无功功率输出的原理类似，即共用一个补偿导纳的计算方法，在混沌抑制模块的DSP中只需建立受控混沌系统模型，解决了传统控制方法无法事先找到平衡点具体位置的问题，降低该模块DSP中算法的复杂性，提高系统运行速度。

6、本发明的混沌抑制模块具有自学习的功能，可以记忆电网中已发生过混沌现象的路径，对电网即将发生混沌现象进行超前抑制，使得电力系统出现混沌现象的次数降到最低，并且不会有多次由同类路径产生的混沌现象的出现，从而保护电力系统的正常运行。

7、本发明的记忆DSP可以与智能电网的馈线终端单元进行通信，使该装置实时地与智能电网的馈线终端单元进行信息共享，帮助智能电网中的执行机构处理隔离开关误扰动等低级错误，增强智能电网的自愈性。

8、本发明的硬件电路采用了单片机与单片机，单片机与DSP混合的连接方式，进一步提高了系统的集成度、运算速度和工作效率；系统的A/D转换通过锁相倍频后的电压过零信号启动，能保证同步采样，提高参数计算的精度。

附图说明

图1本发明实施例装置总体结构框图；

图2本发明实施例采样模块电路原理图；

图3本发明实施例锁相环电路结构图；

图4本发明实施例过零检测电路原理图；

图5本发明实施例锁相倍频电路原理图；

图6本发明实施例主从单片机连接示意图；

图7本发明实施例单片机多级配置示意图；

图8本发明实施例电源电路原理图；

图9本发明实施例CY7C133电路连接原理图；

图10本发明实施例键盘与人机接口模块连接原理图；

图11本发明实施例与上位机通信模块电路原理图；

图12本发明实施例80C196KC晶体振荡器连接原理图；

图13本发明实施例多功能复位电路原理图；

图14本发明实施例TMS320F2812型DSP电路原理图；

图15本发明实施例存储器电路原理图；

图16本发明实施例DSP复位与时钟电路原理图；

图17本发明实施例方法流程图；

图18本发明实施例三相补偿示意图；

图19本发明实施例计算补偿导纳流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做详细说明。

本实施例以实验室110V静态无功补偿实验平台为例，实验平台静态无功补偿SVC为TCR+FC型，除对静态无功功率和三相不平衡进行补偿，还对电网的混沌现象进行抑制或超前抑制。

本发明的基于无功补偿的抑制混沌的控制装置包括：中央处理单元、无功补偿单元、混沌抑制单元、电源、通信模块、高电位板和晶闸管控制电抗器，总体结构如图1所示；

中央处理单元，包括采样模块、预处理模块、检测单片机、记忆模块和综合处理单片机；所述采样模块包括电压互感器、电流互感器、信号调理电路和锁相环电路，电路如图2所示；

电压互感器选用TR1140-1C，电流互感器选用TR0140-1C，为充分合理利用芯片资源，本发明采用集成在DSP内部的16路AD转换器，输入电压范围是0-3V，而经变压器输出的电压信号是-5V至+5V，将双极性的电压信号转变为0-3V内的单极性电压信号。信号调理电路采用ESC-A002型电压信号调理器。电压互感器和电流互感器连接输入接口芯片J1，电压和电流输出端ACVA、ACVB、ACVC、ACCA、ACCB、ACCC分别连接TMS320F2812型DSP芯片的ADC输入引脚2、3、4、174、173和172。

锁相环电路结构如图3所示，保证采样频率和信号基波频率的比值为固定值，实现取样频率和信号基波频率的准确跟踪，锁相环电路包括过零检测电路和锁相倍频电路。

过零检测电路主要有两个作用：将电压的正弦信号转换为方波信号，用来触发DSP的捕获口中断，开始进行无功补偿或混沌抑制；为锁相倍频电路提供信号。

采用RC电路滤除高次谐波，净化输入到比较器前的电压波形，有效滤除电压信号中的高次谐波，在本发明的电路中，对于A相，如果采用C相电压作为同步信号，那么C相电压经过RC滤波电路后延迟120度，由于C相电压超前A相电压120度，这时滤波后的C相电压和A相电压相位正好相同，产生的电压信号相位即满足要求，高次谐波也被滤掉。同样道理，B相使用A相电压信号，C相使用B相电压信号，就能获得各相的电压同步信号。三相同步信号的过零检测电路如图4所示。

锁相倍频电路采用通用的CMOS锁相环集成电路CD4046，其电源电压范围宽(3V-18V)，输入阻抗高(约100MΩ)，动态功耗小，在中心频率f₀为10kHz下功耗仅为600μW，属微功耗器件。CD4046内部集成了相位比较器和压控振荡器，其自由振荡频率和阻尼系数可以独立设计。使用时，只要外接低通滤波器即可实现完整地锁相环。要实现128倍频采样，用分频电路CD4046实现128分频即可。

利用锁相环输出信号的频率动态跟随输入信号频率，将压控振荡器VCO的输出信号经分频系数为N的分频器分频后送入相位比较器，则锁定时，VCO输出信号的频率等于N倍输入信号的频率。适当选择分频系数就可以得到所需要的倍频系数。本发明中采用CMOS集成锁相环芯片CD4046和分频器CD4040配合来实现128倍精确倍频，其连接电路如图5所示。输入方波信号PLLA经倍频后变为方波信号PLLB，用于触发AD采样。

预处理模块选用TMS320F2812型DSP，其电路原理图如图14所示，外接有存储器芯片IS61LV12816；存储器电路原理如图15所示，复位与时钟电路原理如图16所示。

电网出现混沌现象时，预处理模块向综合处理单片机发送报警信号；电网将要出现混沌现象时，向综合处理单片机发送警告信号；正常情况下，接收采样模块的输出数据并将该数据发送给综合处理单片机；向检测单片机发送采样模块的输出数据，随时接收检测单片机的中断信号。存储器输出端41、17、6号引脚连接DSP芯片的42、84、33号引脚，数据存储器除了存储系统设置的各项参数外，还记录一定时段内的各相电压、电流、功率因数、电压基波不平衡度和电压总谐波失真度；复位与时钟电路输出端7号引脚连接DSP芯片的复位引脚，对DSP芯片进行复位；

预处理模块的DSP与检测单片机采用双口RAM通信方式，选用CY7C133芯片，该芯片是高速2Kb×16的CMOS双端口SRAM，具有两套相互独立、完全对称的地址总线、数据总线和控制总线，采用68脚PLCC封装形式，最大访问时间为25/35/55ns。CY7C133与80C196KC的连接如图9所示，图中U10所示是CY7C133和单片机连接的右边端口，CY7C133的芯片放在DSP数据处理板上，通过一条34针扁平电缆将单片机主板与DSP数据处理板连接起来。DPRAMCE是CPLD译码后的给双口RAM的选通信号，低电平有效。利用单片机的读信号RD完成了对双口RAM的读写仲裁逻辑忙信号DPRBUSY与80C196KC的P1.2口连接。在向双口RAM写数据之前，通过检测忙信号DPRBUSY电平的高低，即可避免同时写或在DSP读的时候写同一地址单元，从而避免发生错误。CY7C133的2、4、6、8、10、12、14、16号引脚与U1号SN74LS245N芯片的17、15、13、11和U5号SN74LS245N芯片的17、15、13、11号引脚相连，CY7C133的1、3、5、7、9、11、13、15号引脚与U1号SN74LS245N芯片的18、16、14、12号引脚和U5号SN74LS245N芯片的18、16、14、12号引脚相连，CY7C133芯片的18、20号引脚与单片机的40、61号引脚相连，单片机的60、59、58、57、56、55、54、53号引脚与U1号SN74LS245N芯片的2、3、4、5号引脚和U5号SN74LS245N芯片的6、7、8、9号引脚相连，单片机的61号引脚还与CY7C133芯片的32号引脚相连，CY7C133的芯片放在DSP数据处理板上，通过一条34针扁平电缆将单片机主板与DSP数据处理板连接，实现DSP与单片机的通信，无功补偿处理器和无功补偿控制器的连接方法与该连接方法类似，混沌抑制处理器和混沌抑制控制器的连接方法与该方法类似。

检测单片机选用80C196KC单片机，实时接收由预处理模块送来的数据并将其存储到内存中，接收综合处理单片机的命令，向预处理模块发出中断请求，向记忆模块发送重要数据。检测单片机与记忆模块DSP采用双口RAM通信方式，其连接方式与预处理模块DSP和检测单片机的连接方式相同。

记忆模块选用TMS320F2812型DSP，外接有存储器芯片IS61LV12816；该模块实时接收由采样模块送来的数据并将其与自己内存中的数据进行对比，接收由检测单片机送来的重要数据并将其储存到内存中，向混沌抑制处理器发出警告信号，与FTU通信，进行信息共享，帮助智能电网解决简单故障。

综合处理单片机选用80C196KC单片机，外部连接人机接口模块和键盘，人机接口模块采用液晶控制器T6963C来控制显示输出状态，键盘输入指令和系统的相关参数，键盘和人机接口模块连接原理如图10所示，单片机的复位控制芯片DS1232的6号引脚和单片机的16号引脚相连，外部晶振X1和X2与单片机的67和66号引脚相连；键盘的输入端连接综合处理单片机的60、59、58、57、56、55号引脚，液晶控制器输入端10、11、12、13、14、15、16、17、18、19、20、21号引脚连接综合处理单片机的54、53、19、20、21、24、25、26、28、29、34、35号引脚。

综合处理单片机与上位机通信采用RS232协议通信模块，电路原理如图11所示，采用串行接口RS232协议，通信模块MAX232的引脚11、10与综合处理单片机30、31引脚相连，232插口通过232电缆与上位机串口相连，实现数据的传输，通信模块将系统的电压、电流、功率因数等参数传给上位机，在上位机上通过相应软件，观察相应的波形，或者把数据保存至上位机的本地硬盘：正常情况下，接收预处理模块的输出数据，并对该数据进行分析，最后向无功补偿处理器发送命令；电网出现或将要出现混沌现象时，向混沌抑制处理器发送命令；电网出现混沌情况下，接收预处理模块的报警信号，同时向检测环节和混沌抑制处理器发送命令。

综合处理单片机和检测单片机采用同步串行通讯方式，这两个单片机的17、18号引脚相连，DSP板与单片机板用34针扁平电缆相连。

中央处理单元中单片机与DSP的数据传输采用双口RAM的通信方式，而单片机之间的数据传输采用同步串行通讯即SSIO通信方式。80C196KC单片机有两个相同的SSIO口，每个SSIO通道可以配置成主或从接收或发送器，所以每个SSIO通道可以配置成不同的双向、单字节传递模式，如图6所示。主单片机发送时钟信号，从装置接收时钟信号，而同步串口由两个引脚SC、SD组成。SC是串口的同步时钟引脚，当配置为主单片机时，它可以发射时钟信号，当配置为从单片机时它可以接收时钟信号。在休闲状态时，引脚处于高(带有握手)或低(没有握手)。SD为数据引脚，当配置为发射器时，它发送数据，配置为接收口时，则接收数据。

本发明装置不要求综合处理单片机接收检测单片机的信号，且不要求检测单片机接收记忆模块DSP的信号，因此只采用单通道半双工主从配置即可，即一个通道作为主收发器，与兼容协议的另一个装置采用半双工方式通讯时，需要一个时钟输出引脚和一个数据输入/输出引脚；当作为从收发器时，则需要一个时钟输入引脚和数据输入/输出引脚，单片机多机配置示意图如图7所示，综合处理单片机(A)的SD0、SC0引脚分别和检测单片机(B)的SD0、SC0引脚相连，综合处理单片机(A)的SD1、SC1引脚分别和无功补偿处理器(C)与混沌抑制处理器(C)的SD1、SC1引脚相连，综合处理单片机和检测单片机、无功补偿处理器、混沌抑制处理器构成主从式单片机结构，其中综合处理单片机为主机，检测单片机、无功补偿处理器、混沌抑制处理器为从机，采样模块处理输入信号，并经滤波等处理后将信号转换成DSP可以工作的电信号，预处理模块DSP接收到信号后，将这些信号发送到两个单片机：

(1)综合处理单片机一边向综合处理单片机发送这些数据，一边分析这些数据，判断是否向综合处理单片机发送异常信号(警告信号和报警信号)；

(2)检测单片机中，若单片机不向预处理模块的DSP发出中断请求，预处理环节不间断的向检测环节发送信号，若内存已满，允许最初信号溢出；

若不向综合处理单片机发出任何异常信号，综合处理单片机分析信号后，不做任何处理或向无功补偿处理器发送命令进行正常的无功补偿；若检测单片机向预处理模块的DSP发出中断请求，预处理模块停止向检测单片机发送信号(此行为说明电网已经出现混沌现象)，检测环节将预处理环节最后送进来的信号定位为基准点，之后由该点开始依次向前一时刻寻找混沌分岔点，最后将这两点之间的信号定义为混沌路径的数据组，并将数据组存放到记忆模块中，并永久储存，同时综合处理环节给混沌抑制处理器发出数据和信号，该处理器向混沌抑制控制器发出控制命令，进行混沌抑制；记忆模块接收到采样环节的信号后，若该环节发现信号有异常时，该模块向混沌抑制处理器发出警告信号，此时混沌抑制处理器向综合处理器发出停止信号，并且向混沌抑制控制器发出命令，使其进行及时的混沌抑制，此时记忆看已经记录了异常信息，储存完毕之后将该信息发送至馈线终端单元(FTU)，同时也实时获得该单元的共享信息。

电源采用TPS767D318电源转换芯片，给整个装置提供所需的各种类型电压，本发明中所需的电压等级主要包括+3.3V、+1.8V、±5V、±12V、24V等。电源的输入是交流电220V，通过AC/DC模块后得到+24V直流电源，然后通过DC/DC模块，转换成±5V，±12V的直流电源。

DSP供电电路原理如图8所示，电源电路连接DSP芯片和单片机芯片，供电电压为DC+5V，经过TPS767D318转换成+3.3V和+1.8V直流电压分别给DSP芯片内核与I/O口提供工作电压。DSP的102号引脚与TPS767D318的23号引脚，即与如图8的VDD相连，DSP的103号引脚与TPS767D318的3号引脚相连，DSP的104号引脚与TPS767D318的18号引脚，即与如图8的VDDIO相连；80C196KC单片机的1号引脚和68号引脚分别与TPS767D318的6号引脚和9号引脚相连，满足DSP内核和I/O和单片机的供电需求，其他DSP和单片机与电源的连接方式与如上连接方式相同。

所述无功补偿单元，包括无功补偿处理器、无功补偿控制器和反馈采样模块I；

无功补偿处理器选用80C196KC单片机，该单片机的晶体振荡器具体连接如图12所示，。D1是锗二极管IN4007，其额定正向工作电流为1A，反向耐压高达1000V，对主控板的集成芯片起保护作用，防止因电源正负极接反而烧坏芯片；C24是钽电容4716B，其容量为47μF，耐压等级为16V，对整个主控板的起到电流缓冲的作用；C29跟C17则是普通的贴片电容，容量分别为0.1μF跟10μF，用于对80C196KC的电源进行滤波与电流缓冲；在晶振电路中，C1、C2能帮助石英晶振起振，一般取22pF～30pF即可，具体取值没有严格要求，但必须严格保证两个电容取值相等。由于主控板没有明显的模拟量跟数字量之分，所以在数字地跟模拟地的处理上没有必要进行严格区别对待，所有的GND网络都是直接连在一起的。

80C196KC单片机的复位、看门狗及掉电检测，采用专门的复位芯片DS1232对80C196KC进行复位管理。DS1232是一个具有看门狗功能的电源监测芯片，在电源上电、断电、电压瞬态下降和死机时都会输出一个复位脉冲，十分适合作为单片机的复位电路。多功能复位电路原理如图13所示。

无功补偿控制器选用TMS320F2812型DSP，该DSP和无功补偿处理器的连接方式与预处理模块DSP和检测单片机的连接方式相同。

反馈采样模块I同中央处理单元的采样模块电路原理相同。

所述混沌抑制单元，包括混沌抑制处理器、混沌抑制控制器和反馈采样模块II；

混沌抑制处理器选用80C196KC单片机，混沌抑制控制器选用TMS320F2812型DSP，

混沌抑制处理器与CY7C133的连接，和检测单片机与CY7C133的连接方式相同，DSP板与单片机板用34针扁平电缆相连；综合处理单片机的17、18号引脚分别与无功补偿处理器的单片机的17、18号引脚和混沌抑制处理器的单片机的17、18号引脚相连，构成主从式单片机结构；混沌抑制处理器的单片机的50号引脚与记忆模块DSP的22号引脚相连，混沌抑制处理器的单片机的49、46、45号引脚与综合处理单片机的79、46、45号引脚相连，混沌抑制处理器的单片机的52、51、48、47号引脚与混沌抑制控制器的DSP的122、121、118、117号引脚相连，记忆模块DSP的149、151、41、和40号管脚通过架空通信电缆与馈线终端装置相连；无功补偿控制器和混沌抑制控制器的DSP的38、37、36和35号引脚通过34针扁平电缆与高电位板的进线端相连，高电位板的电位输出端与晶闸管的门极相连。

反馈采样模块II同中央处理单元的采样模块电路原理相同。

本发明中，所有DSP与单片机的连接方式均相同；所有DSP与单片机均用同一电源。

采用上述控制装置进行混沌抑制的方法，流程如图17所示，具体按如下步骤进行：

步骤一：采集三相相电压瞬时值u_a、u_b、u_c和三相线电流瞬时值i_a、i_b、i_c；

步骤二：预处理DSP和记忆DSP计算电网运行参数；

计算a、b、c三相总瞬时有功功率p、总瞬时无功功率q、总瞬时视在功率s和总瞬时功率因数cosθ：

p＝u_ai_a+u_bi_b+u_ci_c

$q=\frac{1}{\sqrt{3}}[(u_b-u_c)i_a+(u_c-u_a)i_b+(u_a-u_b)i_c]$

$s=\sqrt{p^2+q^2}$

$\cos \mathrm{\&theta;}=\frac{p}{s}$

计算a、b、c各相瞬时有功功率p_a、p_b、p_c，瞬时无功功率q_a、q_b、q_c，瞬时视在功率s_a、s_b、s_c和瞬时功率因数cosθ_a、cosθ_b、cosθ_c；

A相：

$p_a=u_a{i}_{\mathrm{ap}}={3u}_a^2\frac{p}{A}$

$q_a=u_a{i}_{\mathrm{aq}}=u_a(u_b-u_c)\frac{q}{A}$

$s_a=\sqrt{p_a^2+q_a^2}$

${\cos \mathrm{\&theta;}}_a=\frac{p_a}{s_a}$

B相：

$p_b=u_b{i}_{\mathrm{bp}}={3u}_b^2\frac{p}{A}$

$q_b=u_b{i}_{\mathrm{bq}}=u_b(u_c-u_a)\frac{q}{A}$

$s_b=\sqrt{p_b^2+q_b^2}$

${\cos \mathrm{\&theta;}}_b=\frac{p_b}{s_b}$

C相：

$p_c=u_c{i}_{\mathrm{cp}}={3u}_c^2\frac{p}{A}$

$q_c=u_c{i}_{\mathrm{cq}}=u_c(u_a-u_b)\frac{q}{A}$

$s_c=\sqrt{p_c^2+q_c^2}$

$\cos {\mathrm{\&theta;}}_c=\frac{p_c}{s_c}$

式中A＝(u_a-u_b)²+(u_b-u_c)²+(u_c-u_a)²；

计算电压三相不平衡度ε

其中，A相线电压为U_Al，C相线电压为U_Cl，

为A相相位，

为C相相位。

步骤三：预处理DSP和记忆DSP根据计算出的电网运行参数，判断信号异常参数，将计算出的电网运行参数和异常参数送至LCD显示：预处理DSP和记忆DSP判断异常参数为0，即此时信号无异常，则进行无功功率补偿；预处理DSP判断异常参数为1，即此时信号异常，将此异常参数送至综合处理单片机，该单片机将无功补偿单元屏蔽；记忆DSP判断异常参数为1，即此时信号异常，判断当前电网是否处于混沌状态，并执行相应操作；

DSP存储器中存储数据方式为逆向数据堆栈法，即将最初数据放入栈顶，将最终数据放入栈底。

具体的异常参数的判断方法是将电网运行参数与DSP自己存储器中的混沌路径数据组进行实时比较，具体比较方法为顺序依次比较方法，即将某一时刻的电网运行参数放到DSP的寄存器中，将栈顶数据取出与寄存器中数据进行对比，对比方式为两组数据分别相减，若相减为零，将栈中下一组数据取出与寄存器中下一时刻数据进行相减，以此类推，程序运行到混沌路径数据组的一半的数据长度时，程序终止；若相减不为零，将下一时刻电网运行参数与栈顶数据进行对比，直到出现相减为零时，将栈中下一组数据取出；根据相减结果来判断异常参数；

步骤四：控制晶闸管控制电抗器(TCR)输出无功功率；

上述步骤三中所述的无功功率补偿，具体按如下步骤进行：

步骤1：计算补偿导纳，流程如图19所示，具体如下：

从功率因数校正的概念来看，首先在每一相负荷导纳上并联一个等于负荷电纳负值的补偿电纳，使得负荷电纳变为纯电导。如果

$Y_l^{\mathrm{ab}}=G_l^{\mathrm{ab}}+{\mathrm{jB}}_l^{\mathrm{ab}}$

则补偿导纳是：

$B_c^{\mathrm{ab}}=-B_l^{\mathrm{ab}}$

负载用三角形链接的网络来表示，导纳

是复数并且互不相等，l表示负载，

表示a，b相之间的负载导纳，如果负载为不接地的星形则可以通过Y-Δ变换来处理，如果负荷的变化比较慢并且为线性的就可以用相量来分析，则用一个任意的三相无源导纳来表示理想补偿器，当它与负荷并联时，对电源而言就相当于一个对称负荷。其它两相也可以类似地处理，就可以得到各支路的合成导纳，它们都只有纯电导，整体功率因数为1，但仍然是不平衡的。

作为平衡有功不对称负载的第一步，在b相和c相之间连接电容性导纳为：

$B_c^{\mathrm{bc}}=G_l^{\mathrm{ab}}/\sqrt{3}$

式中，表示

同时在c相和a相间接入电感性导纳：

$B_c^{\mathrm{ab}}=-G_l^{\mathrm{ab}}/\sqrt{3}$

经过这样处理，正序电压

和产生的线电流

和

不仅是平衡的，而且分别与各自的相电压同相。对正序电压而言，等效电路是三相Y接的电阻性负荷，每相的电导都为

因为前面已经假定电压是平衡的，则总功率为

这里的U是每相供电电压的有效值。总功率因数和每相功率因数都是1。虽然在三角形接法中各支路的电流是不平衡的，但是在三角形中无功功率是平衡的，b线和c线间的电容器产生的无功功率等于c线和a线间的电感器吸收的无功功率。

同理，bc和ca相之间的纯电导可以依次用相同的方法来加以平衡。

可以用接于ac线间的补偿导纳

和接于ab线间的

来平衡。加上功率因数校正电纳之后，如图18所示，现在三角形中的每一个支路都有三个并联的补偿导纳，这些导纳可以相加在一起，就可以得到三相三角形接法的理想补偿网络：

$\left\{\begin{array}{c}{B}_c^{\mathrm{ab}}=-B_l^{\mathrm{ab}}+(G_l^{\mathrm{ca}}-G_l^{\mathrm{bc}})/\sqrt{3}\\ B_c^{\mathrm{bc}}=-B_l^{\mathrm{bc}}+(G_l^{\mathrm{ab}}-G_l^{\mathrm{ca}})/\sqrt{3}\\ B_c^{\mathrm{ca}}=-B_l^{\mathrm{ca}}+(G_l^{\mathrm{bc}}-G_l^{\mathrm{ab}})/\sqrt{3}\end{array}\right.$

SVC补偿装置采用三角形接法，三相等值电纳分别为和

设三相电源电压对称，则SVC各相补偿电流以及电源电流可以表示为：

其中，α＝e^j2π/3为旋转因子；电压电流第二个下标的意义如下：s代表电源，c代表补偿器，l代表负荷；U为SVC接入点相电压有效值。

对于上述三相电流应用对称分量法，可以得到相应的序分量表达式，其中零序分量为零。

按照上述SVC各相补偿电流以及电源电流的两个表达式，可以求出用负荷电流相量表示的补偿导纳：

对上述算法进行适当变换，就可以得到用瞬时负荷电流和电压值来表示的补偿导纳。ImI_al这一项同瞬时电流i_al相关联：

$i_a=\sqrt{2}\mathrm{Re}\left[(I_{\mathrm{aR}}+{\mathrm{jI}}_{\mathrm{aX}})e^{\mathrm{j\&omega;t}}\right]=\sqrt{2}(I_{\mathrm{aR}}\cos \mathrm{\&omega;t}-I_{\mathrm{aX}}\sin \mathrm{\&omega;t}]$

即在sinωt＝-1和cosωt＝0的瞬间，i_a的瞬时值就等于I_aX，即：

$I_{\mathrm{aX}}=\frac{i_a}{\sqrt{2}}{|}_{\begin{array}{c}\cos \mathrm{\&omega;t}=0\\ \sin \mathrm{\&omega;t}=-1\end{array}}$

而sinωt＝-1和cosωt＝0的瞬间就是u_a正向过零时刻，于是上式可改写为：

${\mathrm{ImI}}_{\mathrm{al}}=I_{\mathrm{aX}}=\frac{i_a}{\sqrt{2}}{|}_{\begin{array}{c}{u}_z=0\\ \frac{{\mathrm{du}}_z}{\mathrm{dt}}>0\end{array}}$

因此，三相补偿导纳可改写如下：

$\left\{\begin{array}{c}{B}_c^{\mathrm{ab}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\&times;[i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}+i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}-i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}]\\ B_c^{\mathrm{bc}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\&times;[i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}+i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}-i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}]\\ B_c^{\mathrm{ca}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\&times;[i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}+i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}-i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}]\end{array}\right.$

这样，所需的补偿导纳便用三相电流的采样值表示，采样时刻分别是u_a、u_b、u_c过零变正的时刻，上式可以直接用作补偿导纳或TCR触发角的计算依据。

步骤2：根据补偿导纳计算晶闸管的触发角；

一般用触发延迟角α，简称触发角，来表示晶闸管从电压过零点到触发时刻的角度，其调节范围是90°-180°。

TCR正常运行时，其电流i_TCR的瞬时值为

$i_{\mathrm{TCR}}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& 0<\mathrm{\&omega;t}<\mathrm{\&alpha;}\\ (\cos \mathrm{\&alpha;}-\cos \mathrm{\&omega;t})U_m/X_L& \mathrm{\&alpha;}\&le;\mathrm{\&omega;t}<2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}\\ 0& 2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}<\mathrm{\&omega;t}<3\mathrm{\&pi;}/2\end{array}\right.$

式中，U_m是电压峰值，u_s＝U_msinωt；X_L是电抗，X_L＝ωL。

ω为角频率，ωt为角度，U_m为常规含义，u_s为常规含义即电源电压，L为电感。

基波电流为

$I_1=\frac{2(\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;})+\sin 2\mathrm{\&alpha;}}{\sqrt{2}\mathrm{\&pi;}{X}_L}{U}_m=\frac{\mathrm{\&sigma;}-\sin \mathrm{\&sigma;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}U$

式中，σ是晶闸管的导通角，σ＝2(π-α)；U是电压有效值，

下标1表示1次谐波，即基波，U表示电压有效值。

对基波电流而言，晶闸管控制的电抗器可以看成一个可控导纳，其等效导纳值B_L(α)(下标L为电感，总体含义为等效感性导纳)与触发角α(或导通角σ)的关系如下

$B_L\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\frac{2(\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;})+\sin 2\mathrm{\&alpha;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}=\frac{\mathrm{\&sigma;}-\sin \mathrm{\&sigma;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}$

这样，电流的基波分量就可以写成等效导纳与电压有效值的乘积的形式，即

I₁＝B_L(α)U

可以看出，α＝90°，B_L(α)最大，等于1/X_L；α＝180°，B_L(α)最小，等于0。增大触发角的效果就是减少电流中的基波分量，相当于减小其等效导纳。

上述步骤三中所述的判断当前电网运行是否处于混沌状态，并执行相应操作，具体按如下步骤进行：

步骤1：根据混沌抑制原理，判断混沌参数：混沌参数为1，则处于混沌状态，判断混沌路径并进行混沌抑制；混沌参数为0，则不处于混沌状态，继续对电网进行监视；

混沌抑制原理如下：

混沌抑制是基于无功补偿的无功功率调节方式，是通过调节无功功率的大小进而达到对系统混沌现象的抑制，其无功功率输出的原理同无功补偿的原理，不同之处在于对系统混沌现象进行分析进而得出混沌系统模型，进行具体的无功能量的分配，分析电网运行参数和计算晶闸管触发角的方法见无功补偿模块。

建立与同步电机在结构上相似的一般模型，利用DQ坐标变换法可以建立以下方程：

$\left(\begin{array}{c}{u}_A\\ u_B\\ u_C\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}R& 0& 0\\ 0& R& 0\\ 0& 0& R\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right)+p\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_A\\ {\mathrm{\&psi;}}_B\\ {\mathrm{\&psi;}}_C\end{array}\right)$

这里

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_A\\ {\mathrm{\&psi;}}_B\\ {\mathrm{\&psi;}}_C\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}{L}_A& M_{\mathrm{AB}}& M_{\mathrm{AC}}\\ M_{\mathrm{BA}}& L_B& M_{\mathrm{BC}}\\ M_{\mathrm{CA}}& M_{\mathrm{CB}}& L_C\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right)+p\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{FA}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{FB}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{FC}}\end{array}\right)$

其中，u_A，u_B，u_C为电机输入端的三相电压值；i_A，i_B，i_C为电机输入端的三相电流值；R为绕组的电阻矩阵；p为极对数；ψ_A，ψ_B，ψ_C为电机三相绕组磁链；L_A，L_B，L_C为电机三相电感量；M_AB，M_AC，M_BC为电机AB，AC，BC相间磁化强度；M_BA，M_CA，M_CB为电机AB，AC，BC相间反磁化强度；ψ_FA，ψ_FB，ψ_FC为电机三相绕组气隙磁链；

L₁＝L_Q，L₂＝L_D-L_Q，

m₂＝L₂＝L_D-L_Q，

其中，L₁和L₂为定子电感量和转子电感量；

为电机磁位；L_D和L_Q为电机D轴和Q轴电感量；m₁和m₂为定子磁感量和转子磁感量；

并且有转矩平衡方程

$T_E=T_L=J\frac{\mathrm{d\&theta;}}{\mathrm{dt}}$

其中，T_E为电磁转矩；T_L为负载转矩；J为转动惯量；θ为电机的电角度；t为时间量；考虑非线性系统

其中时间量t∈[0，∞)，状态变量X∈Rⁿ，

为X的一阶导数，f(X)是定义在Rⁿ上的光滑向量场，满足Lipschitz条件：不失一般性，本发明假定非线性系统至少有一个平衡点X^*，且平衡点的具体位置预先未知。

把控制项c_n直接加在系统的右端，可以得到受控系统：

其中，n是系统变量的个数，c_n为含有n个变量的控制项，本发明应用一个自适应规律自动跟踪平衡点，即输出量的状态方程

其中，

为系统输出量的一阶导数，y_n为系统输出量，x_n为系统输入量，σ系统稳定系数。

综上所述，本发明的自适应混沌抑制具有以下形式：

c_n＝-k_n(x_n-y_n)，

其中，

为可调增益系统的一阶导数，k_n为可调增益系数，γ_n超前扰动量。

受控混沌系统在自适应混沌控制方式作用下渐近稳定到不可知的平衡点。那么由以下表达式：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_Q}{\mathrm{dt}}=-i_Q-i_D\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&delta;\&theta;}\\ \frac{\mathrm{d\&theta;}}{\mathrm{dt}}=\mathrm{\&beta;}(i_Q-\mathrm{\&theta;})\\ \frac{{\mathrm{di}}_D}{\mathrm{dt}}=-i_D+i_Q\mathrm{\&theta;}\end{array}\right.$

其中，i_D和i_Q为电机各相D轴和Q轴的电流值，t为时间量，δ为随机扰动，θ为超前预测量，β为有色噪声。

可知本发明抑制混沌运动的方式，将此表达式和自适应混沌抑制方法联立，并将其参数带入后，如下表达式：

与

$\frac{{\mathrm{di}}_Q}{\mathrm{dt}}=-i_Q-i_D\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&delta;\&theta;}-k(i_Q-y)$

构成受控混沌系统。

假设系统参数β和δ的取值不确定，控制参数取γ＝0.4，σ＝0.3。受控系统初始状态为(θ，i_Q，i_D，k，y)＝(0.012，0.014，0.015，0，0)。在施加控制前，系统处于混沌运动。第50秒加入控制c，系统混沌运动很快得到控制，并稳定在平衡点x^*＝(-4.3589，-4.3589，19)，可以看出系统在参数未知情况下，本发明的自适应控制方式仍然能控制系统到平衡点，表明控制方法的有效性。

步骤2：根据判断结果计算混沌抑制导纳：若混沌参数为1，通过逆向搜寻法来寻找混沌数据组，记忆混沌路径，计算混沌抑制导纳；若混沌参数为0，记忆DSP监视电网运行状态，计算混沌抑制导纳；

逆向搜寻法，即在自己的存储器中设置此时刻为电网混沌时刻，以此时刻为基准依次向前一时刻寻找系统偏离稳定运行的混沌分岔点，将基准点与分岔点之间的数据定义为混沌路径的数据组；

混沌抑制导纳计算方法与补偿导纳计算方法相同。

步骤3：根据混沌抑制导纳计算晶闸管的触发角。

计算方法与根据补偿导纳计算晶闸管的触发角相同。

Claims (6)

1.一种基于无功补偿的抑制混沌的控制装置，包括高电位板和晶闸管控制电抗器，其特征在于：还包括：中央处理单元、无功补偿单元、混沌抑制单元、电源和通信模块；

所述中央处理单元，包括采样模块、预处理模块、检测单片机、记忆模块和综合处理单片机，预处理模块采用DSP及其外部存储器，记忆模块采用DSP及其外部存储器；

中央处理单元的具体连接是：采样模块的输出端连接预处理模块的输入引脚，预处理模块的输出引脚连接综合处理单片机的输入引脚，综合处理单片机的输出引脚连接检测单片机输入引脚，检测单片机输出引脚连接预处理模块的输入引脚，记忆模块的输入引脚连接采样模块的输出端和检测单片机的输出端，馈线终端装置的输出端通过电网中架空通信电缆连接记忆模块的输入引脚，综合处理单片机通过通信模块与上位机进行通信；

所述无功补偿单元，包括无功补偿处理器、无功补偿控制器和反馈采样模块I；无功补偿处理器选用单片机，无功补偿控制器选用DSP；

无功补偿单元的具体连接是：无功补偿处理器的输入引脚连接无功补偿控制器的输出引脚，无功补偿处理器的输出引脚连接无功补偿控制器的输入引脚；无功补偿控制器的输入引脚连接反馈采样模块I的输出端；无功补偿处理器的输出引脚连接综合处理单片机的输入引脚，无功补偿处理器的输入引脚连接综合处理单片机的输出引脚，反馈采样模块I的输入端接晶闸管控制电抗器的输出端；

所述混沌抑制单元，包括混沌抑制处理器、混沌抑制控制器和反馈采样模块II；混沌抑制处理器选用单片机，混沌抑制控制器选用DSP；

混沌抑制单元的具体连接是：反馈采样模块II的输入端接晶闸管控制电抗器的输出端，反馈采样模块II的输出端连接混沌抑制控制器的输入引脚；混沌抑制控制器的输出引脚连接混沌抑制处理器的输入引脚，混沌抑制控制器的输入引脚连接混沌抑制处理器的输出引脚；混沌抑制处理器的输出引脚连接中央处理单元的综合处理单片机的输入引脚，混沌抑制处理器的输入引脚连接综合处理单片机的输出引脚；混沌抑制控制器的输出引脚与无功补偿控制器的输出引脚均经过高电位板连接到晶闸管控制电抗器；

所述电源为预处理模块采用的DSP、检测单片机、记忆模块采用的DSP、综合处理单片机、无功补偿处理器选用的单片机、无功补偿控制器选用的DSP、混沌抑制处理器选用的单片机和混沌抑制控制器选用的DSP供电。

2.根据权利要求1所述的基于无功补偿的抑制混沌的控制装置，其特征在于：

所述中央处理单元的采样模块包括电压互感器、电流互感器、信号调理器和锁相环电路，电压互感器和电流互感器的高压接入端连接电网，低压输出端连接信号调理器的输入端，信号调理器的输出端连接锁相环电路的输入端，锁相环电路的输出端作为采样模块的输出端，与预处理模块的输入端相连；

所述中央处理单元的综合处理单片机外接有键盘和人机接口模块，人机接口模块采用液晶控制器。

3.根据权利要求1所述的基于无功补偿的抑制混沌的控制装置，其特征在于：所述预处理模块采用的DSP与检测单片机、记忆模块采用的DSP与检测单片机、记忆模块采用的DSP与混沌抑制单片机、预处理模块采用的DSP与综合处理单片机、无功补偿处理器选用的单片机与无功补偿控制器选用的DSP、混沌抑制处理器选用的单片机与混沌抑制控制器选用的DSP之间均采用双口RAM连接方式通信。

4.采用权利要求1所述的基于无功补偿的抑制混沌的控制装置进行抑制混沌的控制方法，其特征在于：具体按如下步骤进行：

步骤一：采集三相相电压瞬时值u_a、u_b、u_c和三相线电流瞬时值i_a、i_b、i_c；

步骤二：预处理DSP和记忆DSP计算电网运行参数，包括各相瞬时有功功率、各相瞬时无功功率、各相瞬时视在功率和各相瞬时功率因数，三相总瞬时有功功率、三相总瞬时无功功率、三相总瞬时视在功率和三相总瞬时功率因数，三相正序电压的不平衡度；

步骤三：预处理DSP和记忆DSP根据计算出的电网运行参数，判断信号异常参数，将计算出的电网运行参数和异常参数送至LCD显示：预处理DSP和记忆DSP判断异常参数为0，即此时信号无异常，则进行无功功率补偿；预处理DSP判断异常参数为1，即此时信号异常，将此异常参数送至综合处理单片机，该单片机将无功补偿单元屏蔽；记忆DSP判断异常参数为1，即此时信号异常，判断当前电网是否处于混沌状态，并执行相应操作；

预处理DSP和记忆DSP存储器中存储数据方式为逆向数据堆栈法，即将最初数据放入栈顶，将最终数据放入栈底，具体的异常参数的判断是将电网运行参数与DSP自己存储器中的混沌路径数据组进行实时比较，具体为顺序依次比较，即将某一时刻的电网运行参数放到DSP的寄存器中，将栈顶数据取出与寄存器中数据进行对比，对比方式为两组数据分别相减，若相减为零，将栈中下一组数据取出与寄存器中下一时刻数据进行相减，以此类推，运行到混沌路径数据组的一半的数据长度时，程序终止；若相减不为零，将下一时刻电网运行参数与栈顶数据进行对比，直到出现相减为零时，将栈中下一组数据取出；根据相减结果来判断异常参数；

步骤四：控制晶闸管控制电抗器输出无功功率。

5.根据权利要求4所述的基于无功补偿的抑制混沌的控制方法，其特征在于：步骤三中所述的无功功率补偿，具体按如下步骤进行：

步骤1：计算补偿导纳；

补偿导纳用三相电流的采样值表示，采样时刻分别是u_a、u_b、u_c过零变正的时刻，三相补偿导纳如下式所示：

$\left\{\begin{array}{c}{B}_c^{\mathrm{ab}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\&times;[i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}+i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}-i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}]\\ B_c^{\mathrm{bc}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\&times;[i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}+i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}-i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}]\\ B_c^{\mathrm{ca}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\&times;[i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}+i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}-i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}]\end{array}\right.$

其中，表示a、b相之间的补偿导纳，表示b、c相之间的补偿导纳，表示c、a相之间的补偿导纳，U表示每相供电电压的有效值；

步骤2：根据补偿导纳计算晶闸管的触发角α；

晶闸管控制电抗器正常运行时，其电流i_TCR的瞬时值为

$i_{\mathrm{TCR}}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& 0<\mathrm{\&omega;t}<\mathrm{\&alpha;}\\ (\cos \mathrm{\&alpha;}-\cos \mathrm{\&omega;t})U_m/X_L& \mathrm{\&alpha;}\&le;\mathrm{\&omega;t}<2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}\\ 0& 2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}<\mathrm{\&omega;t}<3\mathrm{\&pi;}/2\end{array}\right.$

式中，U_m是电压峰值，u_s＝U_msinωt；X_L是电抗，X_L＝ωL，ω为角频率，ωt为角度，U_m为常规含义，u_s为常规含义即电源电压，L为电感；

基波电流为

$I_1=\frac{2(\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;})+\sin 2\mathrm{\&alpha;}}{\sqrt{2}\mathrm{\&pi;}{X}_L}{U}_m=\frac{\mathrm{\&sigma;}-\sin \mathrm{\&sigma;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}U$

式中，σ是晶闸管的导通角，σ＝2(π-α)；U是电压有效值，基波电流I的下标1表示1次谐波，即基波，U表示电压有效值；

对基波电流而言，晶闸管控制的电抗器等效导纳值B_L(α)与触发角α或导通角σ的关系如下

$B_L\left(\mathrm{\&alpha;}\right)=\frac{2(\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;})+\sin 2\mathrm{\&alpha;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}=\frac{\mathrm{\&sigma;}-\sin \mathrm{\&sigma;}}{{\mathrm{\&pi;X}}_L}$

这样，电流的基波分量就可以写成等效导纳与电压有效值的乘积的形式，即

I₁＝B_L(α)U

α＝90°时，B_L(α)最大，等于1/X_L；α＝180°时，B_L(α)最小，等于0，增大触发角即减少电流中的基波分量，也就是减小其等效导纳。

6.根据权利要求4所述的基于无功补偿的抑制混沌的控制方法，其特征在于：步骤三中所述的判断当前电网是否处于混沌状态，并执行相应操作，具体按如下步骤进行：

步骤1：根据混沌抑制原理，判断混沌参数：混沌参数为1，则处于混沌状态，判断混沌路径并进行混沌抑制；混沌参数为0，则不处于混沌状态，继续对电网进行监视；

步骤2：根据判断结果计算混沌抑制导纳：若混沌参数为1，通过逆向搜寻法来寻找混沌数据组，记忆混沌路径，计算混沌抑制导纳；若混沌参数为0，记忆DSP监视电网运行状态，计算混沌抑制导纳；

逆向搜寻法，即在自己的存储器中设置此时刻为电网混沌时刻，以此时刻为基准依次向前一时刻寻找系统偏离稳定运行的混沌分岔点，将基准点与分岔点之间的数据定义为混沌路径的数据组；

混沌抑制导纳计算方法与补偿导纳计算方法相同；

步骤3：根据混沌抑制导纳计算晶闸管的触发角，与根据补偿导纳计算晶闸管的触发角的原理相同。

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