CN102570467A - 一种基于可控电抗器的双调谐滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力系统无功补偿和谐波抑制器件领域，公开了一种基于可控电抗器的双调谐滤波器，包括以下几部分：电容器C1、可控电抗器L1、电容器C2、电抗器L2、可控电抗器的控制电路。可控电抗器的控制电路通过电压互感器PT、电流互感器CT实时监测电压值和电流值，将电压值和电流值进行离散傅立叶变换DFT后，分析滤波支路在调谐频率处阻抗，并运用比例积分PI调节方法，得出自动控制器的控制量，通过功率放大器进行放大后，动态调节可控电抗器的直流激磁电流改变电抗器的感抗，从而改变电抗器的输出电抗值，使得滤波器时刻保持谐振，始终保持良好的滤波效果。

Description

一种基于可控电抗器的双调谐滤波器

技术领域

本发明属于电力系统无功补偿和谐波抑制器件领域，涉及电力系统滤波、数字信号处理、自动控制等技术，更具体地涉及一种基于可控电抗器的双调谐滤波器。

背景技术

多数配电系统上的大部分非线性电力负载来自开关电源设备和电力电子产品。这些非线性电源会产生高振幅短脉冲电流，造成电流和电压波形严重失真——谐波失真，一般按总谐波失真衡量。该失真向后传播回到电网系统，使电网存在着潜在的危险，威胁电气设备的安全运行，降低了电能质量，严重影响着各行各业的正常生产和运行。

无源电力滤波器抑制谐波已经有相当长的应用历史，目前仍然被广泛地使用。无源滤波器由滤波电容器、电抗器、电阻器组合而成，它不但能够起到滤波作用，还可以兼顾无功补偿的要求，并且具有设计简单、成本低等优点，但其滤波效果依赖于系统特性，容易发生失谐，而且由于它只能对特定谐波进行衰减，对于谐波丰富的场合，滤波效果不够理想。

有源电力滤波器采用电力电子装置进行谐波抑制是当今研究的一个趋势。日本的H.Akagi等人提出了三相电路瞬时无功功率理论，以该理论为基础的谐波和无功电流检测方法在三相有源电力滤波器中得到了成功的应用，极大促进了有源电力滤波器的发展。目前，有源滤波技术已在日本美国等少数工业发达国家得到广泛应用。

随着我国电力工业的高速发展，对于供电质量要求逐步提高，谐波问题已经引起人们重视。国内对有源电力滤波器的研究尚处于起步阶段，有源滤波器使用全控器件，而大功率电力电子器件目前基本都需要进口，成本太高。研制无源滤波器和有源滤波器组合而成的混合型滤波器能够大大减小有源滤波器的成本，高校和科研院所都在进行这方面的研究。

磁阀式可控电抗器的原理是它的铁芯面积具有减小的一段，在整个容量调节范围内，只有小截面一段为磁饱和，其余段均处于未饱和线性状态，通过改变小截面段磁饱和程度可以改变电抗器的容量。磁阀式可控电抗器与其同类产品可控硅控制电抗器相比具有造价低、产生谐波小、占地面积小、损耗低等优点。

于明涛等人公开了专利申请“基于可控电抗器的双调谐滤波器”CN 1694329A，提出通过改变可控电抗器的直流控制电压来改变电抗器的输出电抗值，从而实现滤波器参数可以根据系统参数的变化而实时改变。对于基于可控电抗器的双调谐滤波器，核心问题是如何通过检测电路中的谐波变化来实时调控可控电抗器感抗的变化，但其未公开详细的技术方案。

发明内容

1.本发明所要解决的技术问题。

系统谐波频率偏移和滤波元件参数偏差是引起双调谐滤波器失谐的主要原因，如果调节可控电抗器能够使失谐的双调谐滤波器恢复到谐振点附近，将会大大提高双调谐滤波器的滤波效果。将可控电抗器应用于传统无源滤波装置，从而实现滤波动态连续可调，改善传统无源滤波器滤波效果。

2.本发明解决上述问题的原理。

电网中基波频率并不总是稳定在50Hz，当基波频率发生变化时，由于谐波频率是基波频率的整数倍，所以谐波频率也随之发生变化，使得原本处于谐振状态的双调谐滤波器发生失谐。

基于可控电抗器的双调谐滤波器，如附图1所示，电感L1为可控电抗器。分析电感L1与谐波频率之间的关系，可以推导出如何调节可控电抗器，使谐波频率变化引起的滤波器失谐恢复到谐振状态。

双调谐滤波器的阻抗表示为

$Z\left(\mathrm{j\ω}\right)=j(\mathrm{\ω}{L}_1-\frac{1}{\mathrm{\ω}{C}_1})+\frac{L_2}{C_2}\frac{1}{\mathrm{j\ω}{L}_2+1/\left(\mathrm{j\ω}{C}_2\right)}$ $\left(1\right)$

$=j\frac{{\mathrm{\ω}}^4{L}_1{L}_2{C}_1{C}_2-{\mathrm{\ω}}^2(L_1{C}_1+L_2{C}_2+L_2{C}_1)+1}{{\mathrm{\ω}}^3{L}_2{C}_1{C}_2-\mathrm{\ω}{C}_1}$

当滤波器电路发生谐振时，双调谐滤波器的阻抗为0，即

ω⁴L₁L₂C₁C₂-ω²(L₁C₁+L₂C₂+L₂C₁)+1＝0    (2)

则有ω₁、ω₂是该方程的两个正根，有

${{\mathrm{\ω}}_1}^2+{{\mathrm{\ω}}_2}^2=\frac{L_1{C}_1+L_2{C}_2+C_1{L}_2}{L_1{L}_2{C}_1{C}_2}$ $\left(3\right)$

${{\mathrm{\ω}}_1}^2{{\mathrm{\ω}}_2}^2=\frac{1}{L_1{L}_2{C}_1{C}_2}$

对式(3)分别求ω₁、ω₂对可控电抗器L1参数变化的灵敏度，得

$2{\mathrm{\ω}}_1\frac{\∂{\mathrm{\ω}}_1}{\∂L_1}+2{\mathrm{\ω}}_2\frac{\∂{\mathrm{\ω}}_2}{\∂L_1}=-\frac{1}{{L_1}^2}(\frac{1}{C_1}+\frac{1}{C_2})$ $\left(4\right)$

$2{\mathrm{\ω}}_1{{\mathrm{\ω}}_2}^2\frac{\∂{\mathrm{\ω}}_1}{\∂L_1}+2{{\mathrm{\ω}}_1}^2{\mathrm{\ω}}_2\frac{\∂{\mathrm{\ω}}_2}{\∂L_1}=-\frac{1}{{L_1}^2{L}_2{C}_1{C}_2}$

定义双调谐滤波器谐振频率ω₁、ω₂对可控电抗器L1参数变化的相对灵敏度分别为

$S_{L_1}^{{\mathrm{\ω}}_1}=\frac{\∂{\mathrm{\ω}}_1}{\∂L_1}\frac{L_1}{{\mathrm{\ω}}_1}$ $\left(5\right)$

$S_{L_1}^{{\mathrm{\ω}}_2}=\frac{\∂{\mathrm{\ω}}_2}{\∂L_1}\frac{L_1}{{\mathrm{\ω}}_2}$

联立式(4)和(5)可得

$S_{L_1}^{{\mathrm{\ω}}_1}=\frac{\∂{\mathrm{\ω}}_1}{\∂L_1}\frac{L_1}{{\mathrm{\ω}}_1}=-\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}^2-{\mathrm{\ω}}_1^2}{2({\mathrm{\ω}}_2^2-{\mathrm{\ω}}_1^2)}$ $\left(6\right)$

$S_{L_1}^{{\mathrm{\ω}}_2}=\frac{\∂{\mathrm{\ω}}_2}{\∂L_1}\frac{L_1}{{\mathrm{\ω}}_2}=-\frac{{\mathrm{\ω}}_2^2-{\mathrm{\ω}}_{02}^2}{2({\mathrm{\ω}}_2^2-{\mathrm{\ω}}_1^2)}$

由于ω₁＜ω₀₂＜ω₂，故两个串联谐振频率对可控电抗器L1变化的相对灵敏度均为负。

可见，当谐波频率随电网频率变化时，为了实现滤波器谐振，电抗器的数值将减小；调谐可控电抗器，两个谐振频率同方向变化，这表明可以通过适当选择元件参数，使滤波器在电网频率变化情况下仍能实现调谐。

为了得到上述关系，定义谐振频率ω₁对ω₂的关联度为

$S_{{\mathrm{\ω}}_2}^{{\mathrm{\ω}}_1}=\frac{S_{L_1}^{{\mathrm{\ω}}_1}}{S_{L_1}^{{\mathrm{\ω}}_2}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}^2-{\mathrm{\ω}}_1^2}{{\mathrm{\ω}}_2^2-{\mathrm{\ω}}_{02}^2}---\left(7\right)$

适当选择调谐回路的谐振频率，使得

${\mathrm{\ω}}_{02}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\ω}}_1^2+{\mathrm{\ω}}_2^2}{2}}---\left(8\right)$

即关联度

为1时，串联谐振频率ω₁、ω₂可以实现同比跟踪，在这种情况下，可用一个可控电抗器实现双调谐滤波器的自调谐。

3.本发明解决上述问题的技术方案。

一种基于可控电抗器的双调谐滤波器，如附图2所示，包括以下几部分：电容器C1、可控电抗器L1、电容器C2、电抗器L2、可控电抗器的控制电路。

电容器C2、电抗器L2并联后与电容器C1、可控电抗器L1串联。双调谐滤波器并联接在系统侧。

可控电抗器的控制电路包括电压互感器PT、电流互感器CT、自动控制器、功率放大器。

可控电抗器的控制电路通过电压互感器PT、电流互感器CT实时监测电压值和电流值，将电压值和电流值进行离散傅立叶变换DFT后，分析滤波支路在调谐频率处阻抗，并运用比例积分PI调节方法，得出自动控制器的控制量。

自动控制器的控制量通过功率放大器进行放大后，动态调节可控电抗器的感抗，从而改变电抗器的输出电抗值。直流激磁电流越小，电抗器的感抗越大。

利用数字信号处理器DSP强大而快速的数学计算功能，通过傅立叶变换得到滤波支路中的谐波电流成分和谐波电压成分，将双调谐滤波器的串联谐振频率ω₁作为被跟踪谐波频率，计算滤波支路在ω₁处的阻抗，以此作为PI调节器的控制输入，最后通过功率放大器输出可控电抗器L1的控制电压，实现可控电抗器的感抗调节，从而使滤波支路在ω₁频率处阻抗为零，达到串联谐振状态。

双调谐滤波器发生串联谐振时，忽略元器件内阻，则滤波支路阻抗为零，以此为目标来调节可控电抗器的感抗，使得滤波器时刻保持谐振，始终保持良好的滤波效果。

附图说明

图1为本发明的原理示意图。

图2为本发明的系统结构图。

图3为本发明的自动控制器电路原理图。

图4为本发明的自动控制器软件流程图。

具体实施方式

为了清晰表述本发明的实施过程，下面分步描述自动控制器电路原理和软件流程的具体实施例。

实施例1：自动控制器电路原理。

自动控制器的DSP芯片选用TI公司的TMS320VC5402，AD芯片选用AD73360，DA芯片选用TLC5617。

如附图3所示，利用电压互感器PT和电流互感器CT将滤波器两端电压信号和滤波支路电流信号按比例减小，通过AD73360将减小后的电压和电流信号转换为数字信号，转换后的数字信号通过DSP的多通道缓冲串口接收并存储在数据存储区内，DSP对存储区内数据进行DFT变换以及比例积分PI调节运算，通过TLC5617输出到可控电抗器的控制板，通过80针的扩展子板接口将DSP主板和数据采集板连接起来。

实施例2：自动控制器软件流程。

自动控制器的软件由三部分组成。第一部分滤波器两端电压信号和滤波支路电流采集部分，具体包括对DSP初始化、AD和DA初始化、采集信号。第二部分是对采集到的数据进行处理，是软件设计的核心部分，主要是通过离散傅立叶变换DFT对谐波信号进行分析，从而确定滤波支路的运行状态。第三部分是调节信号输出部分，主要是根据电抗器的控制特性，选择电抗器的控制电压调节值，输出到可控电抗器的控制回路。

数据处理全部在中断程序中进行，如附图4所示。AD73360开通两个通道，分别采集滤波器两侧电压信号和电流信号。AD73360采样率设置为16k，每一个基波周期内采样点数为32点，采集4个周期进行一次离散傅立叶变换。由于信号基波频率为50Hz，所以要对采集到的数据进行筛选，每隔四点保存一个数据，然后将该数据进行准同步变换并保存到相应的存储区内。进行傅立叶变换之后计算谐波频率对应的滤波支路阻抗，以此来判断可控电抗器调节值，根据可控电抗器的控制特性计算出需要输出的控制电压，最后清除中断标志，退出中断程序。

上述实施例不以任何方式限制本发明，凡是采用等同替换或等效变换的方式获得的技术方案均落在本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种基于可控电抗器的双调谐滤波器，包括以下几部分：电容器C1、可控电抗器L1、电容器C2、电抗器L2、可控电抗器的控制电路，其特征在于：可控电抗器的控制电路包括电压互感器PT、电流互感器CT、自动控制器、功率放大器。

2.根据权利要求1所述的双调谐滤波器，其特征在于：电容器C2、电抗器L2并联后与电容器C1、可控电抗器L1串联。

3.根据权利要求1所述的调谐滤波器，其特征在于：可控电抗器的控制电路通过电压互感器PT、电流互感器CT实时监测电压值和电流值，将电压值和电流值进行离散傅立叶变换DFT后，分析滤波支路在调谐频率处阻抗，并运用比例积分PI调节方法，得出自动控制器的控制量。

4.根据权利要求3所述的调谐滤波器，其特征在于：采样率设置为16k，每一个基波周期内采样点数为32点，采集4个周期进行一次离散傅立叶变换，每隔四点保存一个数据，然后将该数据进行准同步变换并保存到相应的存储区内。

5.根据权利要求3所述的调谐滤波器，其特征在于：数字信号处理器DSP对存储区内数据进行离散傅立叶变换DFT以及比例积分PI调节运算，并通过数模转换器DA输出。

6.根据权利要求1和3所述的调谐滤波器，其特征在于：自动控制器的控制量通过功率放大器进行放大后，动态调节可控电抗器的感抗，从而改变电抗器的输出电抗值，使得滤波器时刻保持谐振，始终保持良好的滤波效果。

Images