CN102545663B - 一种适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用在电流模式开关电源中的过功率补偿电路。所述功率补偿电路包括：斜坡电流产生电路、电流镜电路、偏移电阻和电流检测比较器，斜坡电流产生电路用来产生用于补偿的电流；偏移电阻用来连接采样电压并使采样电压产生偏移；电流检测比较器用于连接采样电压和控制功率开关管开关的信号的单元，通过把补偿前后的采样电压信号分别与不同的基准电压进行比较得到控制功率开关管开关的控制信号。通过采用本发明中的功率补偿电路，有效地调制了不同输入电压状况时变压器初级线圈的峰值电流阈值，从而避免了高输入电压时输入功率过大带来的危害。

Description

一种适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路

技术领域

本发明涉及一种过功率补偿电路，尤其涉及一种适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路，属于电源开关技术领域。

背景技术

随着各种电子产品如个人PC、打印机、电视机、家庭影院等的广泛推广，应用客户不仅对这些电子设备的功能、性能等方面提出了严格的要求，尤其对设备的可靠性更为关注。目前，国内大多数的家用电子设备是由市政直接供电，为了适应电压在85～264V之间波动的交流市电供电，家用电子设备中通常配有AC/DC开关电源。图1是传统的AC/DC开关电源的电路图，该电路图中的电路100包括桥式整流电路101、稳压电容器102、变压器103、NMOS功率开关晶体管107、检测电阻108、续流二级管104、输出滤波电容106、负载105和控制单元109。桥式整流电路101跨接在变压器103初级线圈两端用以接收交流AC电压并提供直流DC输出电压，功率开关晶体管107的漏端与变压器103的初级线圈串联，检测电阻108连接功率开关晶体管107的源端用以检测流过变压器103初级线圈的峰值电流，变压器103的次级线圈通过续流二级管104连接输出负载105，通过控制单元109的输出逻辑信号调制功率开关晶体管107的开通或关断实现把储存在初级线圈中的能量传递到输出。

采用峰值电流模式的开关电源，正常工作状态时一般是通过电流环路不断地检测流经电感或变压器初级线圈的峰值电流来调制系统的开通或关断，使反馈环路稳定地向负载提供需要的功率。但是在短路或过载状态下，系统的电压和电流环路都失去作用，而电感或变压器初级线圈的峰值电流仅受系统的电流钳位阈值限制，传统的AC/DC开关电源系统中电流钳位阈值一般是把经检测电阻采样得到的采样电压与恒定的电压作比较，这样就造成无论输入电压是多少只要检测电阻相同系统的峰值电流就相等，系统的最大输入功率也会随着输入电压的不同而不等。此外，在实际应用中，一般从电流取样到功率开关管彻底关断都有一定的传输延迟，而相同的电感或变压器绕组会因不同的输入电压产生不同的电流斜率，从而造成对于相同的传输延迟高输入电压的最大功率点高于低输入电压时的最大功率点。此外，在设备使用过程中，由于启动、输出过载或短路等突发情况引起的输出功率过大而造成电源和负载设备损坏的事情时有发生，因此在开关电源设计中增设过功率补偿电路显得特别重要。

发明内容

为了消除开关电源在实际应用中因输入电压不同导致功率点不同以及传输延迟带来的不利影响，本发明提出了一种适用于电流模式的开关电源的过功率补偿电路。该电路是通过在从变压器初级线圈采样得来的电压信号上叠加一定斜率的补偿电压信号，并把叠加后的电压信号与两个不同的基准电压进行比较产生逻辑电平信号，从而通过控制单元控制开关晶体管的开通或关断。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路，其中，电流模式开关电源借助变压器通过开通或关断功率开关晶体管从输入线向输出负载传输能量，所述的过功率补偿电路包括：斜坡电流产生电路和与其相连的功率补偿实现电路，所述斜坡电流产生电路用于产生周期性的补偿用的斜坡电流；所述功率补偿实现电路用于采集变压器的采样电压，并将通过周期性的补偿用的斜坡电流产生的补偿电压叠加在采样电压上后，与不同的基准电压相比较而产生逻辑电平信号，从而通过电流模式开关电源中的控制单元控制功率开关晶体管的开通或关断；

所述功率补偿实现电路包括第一组电流镜、第二组电流镜、第三组电流镜、第四组电流镜、偏移电阻、第一电流检测比较器、第二电流检测比较器和逻辑单元；所述第一组电流镜、第二组电流镜、第三组电流镜、第四组电流镜用于把周期性的斜坡电流按相同的比例镜像到偏移电阻的第一端和第二端；所述偏移电阻的第一端和第二组电流镜的输出端相连，第二端和第四组电流镜以及采样电压的输出端相连，所述偏移电阻用于产生补偿电压；所述第一电流检测比较器的正相输入端和采样电压的输出端相连，负相输入端和第一基准电压相连，输出端和逻辑单元相连，所述第一电流检测比较器用于将补偿电压和第一基准电压相比较；所述第二电流检测比较器的正相输入端和叠加补偿电压后的采样电压的输出端相连，负相输入端和第二基准电压相连，输出端和逻辑单元相连，所述第二电流检测比较器用于将叠加补偿电压后的采样电压和第二基准电压相比较；所述逻辑单元用于根据第一电流检测比较器和第二电流检测比较器的比较结果产生逻辑电平信号;所述斜坡电流产生电路包括误差放大器（204）、电容（203）、电阻（206）、PMOS晶体管（201）、NMOS晶体管（202）和NMOS晶体管（205）；所述误差放大器（204）的正相输入端与电容（203）的第一端子以及PMOS晶体管（201）的漏极、NMOS晶体管（202）的漏极相连接，所述误差放大器（204）的输出端连接到NMOS晶体管（205）的栅极，所述误差放大器（204）的负相输入端连接到NMOS晶体管（205）的源极和电阻的第一端子；所述电容的第二端子、电阻的第二端子、NMOS晶体管（202）的源极同时接地；所述PMOS晶体管（201）和NMOS晶体管（202）的栅极共同连接一逻辑信号。

第二第一本发明的有益效果是：本发明适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路通过产生周期性的斜坡电流，并当斜坡电流流过偏移电阻时，产生一个周期性的带斜坡的补偿电压，该补偿电压与采样得到的电压相叠加得到补偿后的采样电压，分别把补偿前的采样电压和补偿后的采样电压与不同的基准电压比较，有效地改变不同输入电压下的峰值电流阈值点，从而弥补了不同输入电压下最大输入功率点不同带来的影响，该电路无需外部多余配置器件，在不增加成本的基础上，通过感测变压器初级线圈中流过的电流来实现峰值电流监控，从而达到控制功率的目的，避免了高输入电压时输入功率过大带来的危害。

附图说明

图1为传统的AC/DC开关电源的部分架构图；

图2为本发明实施例适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路的电路图；

图3为本发明实施例产生斜坡电流的电路图；

图4为本发明实施例斜坡电流的波形图；

图5为本发明实施例实现功率补偿的电路图；

图6为本发明实施例补偿前后采样电压的波形图；

图7为本发明实施例补偿后功率与输入电压的曲线图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

图2为本发明实施例适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路的电路图，如图2所示，由图3中产生斜坡电流的电路和图5中实现功率补偿的电路组成。

如图3是本发明实施例产生斜坡电流的电路图。在该电路图中，所述电路200包括误差放大器204、电容203、电阻206、PMOS晶体管201、NMOS晶体管202、NMOS晶体管205。其中，所述误差放大器204是采用P型输入对管的两级放大器，它的正相输入端与电容203的第一端子以及PMOS晶体管201的漏极、NMOS晶体管202的漏极相连接，它的输出端连接到NMOS晶体管205的栅极，它的负相输入端连接到NMOS晶体管205的源极和电阻206的第一端子，而电容203的第二端子、电阻203的第二端子、NMOS晶体管202的源极同时接地。所述误差放大器204、NMOS晶体管205和电阻206三者共同组成V-I缓冲电路，实现输入电压到输出电流的转换，其产生的电流由第一组电流镜提供。PMOS晶体管201和NMOS晶体管202的漏极相连组成二选一单元，其中，PMOS晶体管201的源极接另一恒定电流源I₁，NMOS晶体管202的源极接地。PMOS晶体管201和NMOS晶体管202的栅极共同连接一逻辑信号SEL。其中，当逻辑信号SEL=“1”时，PMOS晶体管201关闭，NMOS晶体管202选通，误差放大器204的正相输入端短接到地，根据误差放大器正负输入端“虚短”的原理，得到电阻206的第一端子和第二端子电压相等并等于0，此时流过电阻206的电流为0，即流向第一组电流镜的电流为0；当逻辑信号SEL=“0”时，NMOS晶体管202关闭，PMOS晶体管201选通，即与PMOS晶体管201的源极相连的恒定电流源I₁通过PMOS晶体管201对电容203充电，由公式

$\mathrm{\ΔU}=\frac{I}{C}\·\mathrm{\Δt}$

可知，在误差放大器204的正相输入端得到一个随时间变化的电压，并且该电压的斜率与充电电流和电容有关，由误差放大器204正负输入端“虚短”的原理得到电阻203第一端子的电压为

$V1=\frac{I_{b1}}{C}\·\mathrm{\Δt}$

由上面得知电阻206的第二端子电压为V₂=0，由此可得到流过电阻206的电流为：

$I_1=\frac{V_1-V_2}{R}=\frac{\frac{I_{b1}}{C}\·\mathrm{\Δt}-0}{R}=\frac{I_{b1}}{R\·C}\·\mathrm{\Δt}$

即由第一组电流镜提供的电流为：

其中，I_b1是恒定电流，R和C也是固定值，这样就得到了一个具有固定斜率为

$\frac{I_{b1}}{R\·C},$

且随充电时间变化的斜坡电流，如图4所示，图4为本发明实施例斜坡电流的波形图。

由以上分析可知，周期性地改变逻辑信号SEL可得到周期性的斜坡电流I₁。

如图5是本发明实施例实现功率补偿的电路图。在该电路400中，PMOS晶体管401、PMOS晶体管402和PMOS晶体管403它们的栅极相连组成第一组电流镜，其中，PMOS晶体管401的漏极和栅极连接并与斜坡电流产生电路中NMOS晶体管205的漏极相连；PMOS晶体管402的漏极作为第一组电流镜的第一输出端连接到第二组电流镜，PMOS晶体管403的漏极作为第一组电流镜的第二输出端连接到第三组电流镜。NMOS晶体管406栅极和漏极连接并与NMOS晶体管407的栅极相连组成第二组电流镜，其中，NMOS晶体管406的漏极连接第一组电流镜的第一输出端，NMOS晶体管407的漏极与偏移电阻R_OCP410的第二端子相连并连接到第二电流检测比较器412的正端V_INP-2。NMOS晶体管408栅极和漏极连接并与NMOS晶体管409的栅极相连组成第三组电流镜，其中，NMOS晶体管408的漏极连接第一组电流镜的第二输出端，NMOS晶体管409的漏极连接到第四组电流镜。PMOS晶体管404的栅极和漏极相连并与PMOS晶体管405的栅极相连组成第四组电流镜，PMOS晶体管404的漏极连接NMOS晶体管409的漏极，PMOS晶体管405的漏极连接偏移电阻R_OCP410的第一端子并与第一电流检测比较器411的正端V_INP-1相连，并且该连接端就是由峰值电流采样得到的采样电压V_CS1。所述第一电流检测比较器411和第二电流检测比较器412的输出端均和逻辑单元413相连。

上述所说的实现功率补偿电路具体分析如下，四组电流镜均以等比例镜像，由第四组电流镜输出的电流I₄以

$\frac{I_{b1}}{R\·C}$

的斜率向偏移电阻R_OCP410灌入电流，而第二组电流镜的电流I₂则以同样的斜率从偏移电阻抽取电流，这样可保证从第四组电流镜提供的电流完全由第二组电流镜吸收，保证该电路不会对采样电阻灌入或抽取电流从而对采样电压产生影响。如图5所示，一般采样电压V_CS1和固定的基准电压比较，因此对于相同的采样电阻R_sense无论输入电压是多少，得到的峰值电流阈值点都是

一般市政供电交流电压在85V～265VAC之间波动，因此，对于采用市政供电的设备来说，其最大输入功率点也会在较大范围内波动（I_PEAK·85～I_PEAK·265）。此外，对于工作在非连续导通模式（DCM）的开关电源来说，变压器初级线圈的电流斜率可表示为

$I_{\mathrm{ratio}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P},$

该斜率随输入电压V_IN的变化而变化，其中变压器初级线圈电感值L_P是以uH为单位（假设200uH），对于相同的总传输延迟（假设200nS），由输入电压不同带来的峰值电流阈值点变化可表示为

$\mathrm{\ΔI}=\frac{V_{\mathrm{IN}1}}{L_P}\·t_p-\frac{V_{\mathrm{IN}2}}{L_P}\·t_p=(265-85)\·\sqrt{2}\·\frac{200n}{200u}\≈254\mathrm{mA}.$

由以上分析的两方面原因可知，即使系统设计的峰值电流的直流阈值点是相同的，当输入电压不同时实际产生的最大输入功率点也会有很大的变化。为了保证功率恒定，本发明通过改变不同输入电压时峰值电流阈值点来实现，即通过在采样电压V_CS上叠加补偿量实现当输入电压高时峰值电流阈值点低，当输入电压低时峰值电流阈值点高。图5所示的电路中，采样电压V_CS1可表示为

$V_{\mathrm{CS}1}=I_L\·R_{\mathrm{sense}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\·t_{\mathrm{on}}\·R_{\mathrm{sense}},$

它是一个与变压器初级线圈L_P、采样电阻R_sense和输入电压有关的电压信号，其斜率可表示为

$\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\·R_{\mathrm{sense}},$

对于给定的变压器初级线圈L_P和采样电阻R_sense该斜率与输入电压V_IN成正比。由第二组电流镜中的NMOS晶体管漏极产生斜率系数为

$\frac{I_{b1}}{R\·C}$

的电流I₂，该电流从偏移电阻R_OCP410的第二端子流出，从而在偏移电阻410上产生一个正斜率的偏移电压为

$\frac{I_{b1}}{R\·C}\·R_{\mathrm{OCP}},$

该偏移电压与采样电压V_CS1相叠加得到补偿后的采样电压：

$V_{\mathrm{CS}2}=V_{\mathrm{CS}1}-\frac{I_{b1}}{R\·C}\·R_{\mathrm{OCP}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\·R_{\mathrm{sense}}\·t_{\mathrm{on}}-\frac{I_{b1}}{R\·C}\·R_{\mathrm{OCP}},$ （式1）

并把V_CS2连接到第二电流检测比较器的正相端V_INP-2，而该比较器的负相端接基准电压V_REF2，V_CS1连接到第一电流检测比较器的正相端V_INP-1，而该比较器的负相端接基准电压V_REF1，其中，设定V_REF1〉V_REF2。由式1可知，对于相同的补偿电压

$\frac{I_{b1}}{R\·C}\·R_{\mathrm{OCP},}$

V_IN越大该补偿电压斜率

$\frac{I_{b1}}{R\·C}\·R_{\mathrm{OCP}}$

在式中所占的比重就越小，得到的补偿后的采样电压V_CS2就越大；V_IN越小该补偿电压斜率在式中所占的比重就越大，得到的补偿后的采样电压V_CS2就越小。由式1知取合适的R、C和R_OCP便可得到合适的补偿电压，并保证当V_IN为高输入电压时第二电流检测比较器先发生翻转，第一电流检测比较器后发生翻转，当V_IN为低输入电压时第一电流检测比较器先发生翻转，由于V_REF1〉V_REF2，从而得出V_IN为高输入电压时的峰值电流阈值低于V_IN为低输入电压时的峰值电流阈值。为了保证无论输入电压是高或低输入功率都能维持在某个阈值点以下，可以首先设定输入电压为最低时的峰值电流阈值点，然后根据允许的最大功率设置输入电压为高时的峰值电流阈值点。图6给出了功率补偿前后采样电压的波形图。

如7给出了本发明补偿后功率与输入电压的曲线图，由图可看出，加入上面所述的补偿后，随着输入电压的改变，系统最大输入功率被限制在设定阈值下。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路，其特征在于，所述电流模式开关电源借助变压器通过开通或关断功率开关晶体管从输入线向输出负载传输能量，所述的过功率补偿电路包括：斜坡电流产生电路和与其相连的功率补偿实现电路，所述斜坡电流产生电路用于产生周期性的补偿用的斜坡电流；所述功率补偿实现电路用于采集变压器的采样电压，并将通过周期性的补偿用的斜坡电流产生的补偿电压叠加在采样电压上后，与不同的基准电压相比较而产生逻辑电平信号，从而通过电流模式开关电源中的控制单元控制功率开关晶体管的开通或关断；

所述功率补偿实现电路包括第一组电流镜、第二组电流镜、第三组电流镜、第四组电流镜、偏移电阻、第一电流检测比较器、第二电流检测比较器和逻辑单元；所述第一组电流镜、第二组电流镜、第三组电流镜和第四组电流镜用于把周期性的斜坡电流按相同的比例镜像到偏移电阻的第一端和第二端；所述偏移电阻的第一端和第二组电流镜的输出端相连，第二端和第四组电流镜以及采样电压的输出端相连，所述偏移电阻用于产生补偿电压；所述第一电流检测比较器的正相输入端和采样电压的输出端相连，负相输入端和第一基准电压相连，输出端和逻辑单元相连，所述第一电流检测比较器用于将补偿电压和第一基准电压相比较；所述第二电流检测比较器的正相输入端和叠加补偿电压后的采样电压的输出端相连，负相输入端和第二基准电压相连，输出端和逻辑单元相连，所述第二电流检测比较器用于将叠加补偿电压后的采样电压和第二基准电压相比较；所述逻辑单元用于根据第一电流检测比较器和第二电流检测比较器的比较结果产生逻辑电平信号;所述斜坡电流产生电路包括误差放大器204、电容203、电阻206、PMOS晶体管201、NMOS晶体管202和NMOS晶体管205；所述误差放大器204的正相输入端与电容203的第一端子以及PMOS晶体管201的漏极、NMOS晶体管202的漏极相连接，所述误差放大器204的输出端连接到NMOS晶体管205的栅极，所述误差放大器204的负相输入端连接到NMOS晶体管205的源极和电阻的第一端子；所述电容的第二端子、电阻的第二端子、NMOS晶体管202的源极同时接地；所述PMOS晶体管201和NMOS晶体管202的栅极共同连接一逻辑信号。

2.根据权利要求1所述的适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路，其特征在于，所述第一组电流镜和斜坡电流产生电路相连；第二组电流镜和第一组电流镜的第一输出端相连；第三组电流镜和第一组电流镜的第二输出端相连；第四组电流镜和第三组电流镜相连，所述第二组电流镜的输出端连接到偏移电阻的第一端并连接到第二电流检测比较器的正相输入端；第四组电流镜的输出端连接到偏移电阻的第二端并与采样电压的输出端相连。

3.根据权利要求2所述的适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路，其特征在于，所述第一组电流镜包括PMOS晶体管401、PMOS晶体管402和PMOS晶体管403，所述PMOS晶体管401的漏极和栅极连接并与斜坡电流产生电路中NMOS晶体管205的漏极相连，PMOS晶体管402的漏极作为第一组电流镜的第一输出端连接到第二组电流镜，PMOS晶体管403的漏极作为第一组电流镜的第二输出端连接到第三组电流镜。

4.根据权利要求3所述的适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路，其特征在于，所述第二组电流镜包括NMOS晶体管406和NMOS晶体管407，所述NMOS晶体管406的栅极和漏极连接并与NMOS晶体管407的栅极相连，所述NMOS晶体管406的漏极连接第一组电流镜的第一输出端，所述NMOS晶体管407的漏极与偏移电阻的第二端子相连并连接到第二电流检测比较器的正相输入端。

5.根据权利要求4所述的适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路，其特征在于，所述第三组电流镜包括NMOS晶体管408和NMOS晶体管409，所述NMOS晶体管408栅极和漏极连接并与NMOS晶体管409的栅极相连，NMOS晶体管408的漏极连接第一组电流镜的第二输出端，所述NMOS晶体管409的漏极连接到第四组电流镜。

6.根据权利要求5所述的适用于电流模式开关电源的过功率补偿电路，其特征在于，所述第四组电流镜包括PMOS晶体管404和PMOS晶体管405，所述PMOS晶体管404的栅极和漏极相连并与PMOS晶体管405的栅极相连，所述PMOS晶体管404的漏极连接第三电流镜中的NMOS晶体管409的漏极，所述PMOS晶体管405的漏极连接偏移电阻的第一端子并与第一电流检测比较器的正相输入端相连。

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