CN102497222B - 一种su-mimo和mu-mimo模式的自适应切换方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法和装置，通过对当前信号环境进行估计计算出两种模式下的SINR，之后通过SINR查表获得所匹配的调制方式和误码率，最后通过计算和比较两种模式频谱效率，将频谱效率较大的模式作为该信道环境下的最优模式。此外，还在切换过程中加入容限机制来避免乒乓效应。本发明具有性能稳定，响应时间小、系统负担小的特点。

Description

一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法和装置。

背景技术

无线通信技术的发展日新月异，越来越多的无线服务进入到我们的生活中，随之对数据传输速率也提出了越来越高的要求。但是无线资源的匮乏成了制约无线通信发展的瓶颈。充分利用宝贵的频谱资源，提高频谱资源的利用率，已经成为无线通信研究的热点问题。多输入多输出(MIMO)技术在不增加频谱资源和天线的发送功率的前提下，能够实现容量的线性增长，已经成为无线通信的核心技术。从同一个时频资源块服务的用户数角度来说，可以分为单用户多输入多输出(SU-MIMO)和多用户多输入多输出(MU-MIMO)。如图1所示的SU-MIMO，这种模式可以快速的增加单个用户的数据速率，其优点是信令简单，易于工程部署和系统性能较好。对于如图2所示的MU-MIMO，这种模式是来自不同用户设备的数据流混合，使得基站有更多的机会将用户设备配对，增加用户之间的信息共享，从而增加系统的容量增益。在不同的信道条件下，SU-MIMO和MU-MIMO的频谱效率也不同。SU-MIMO和MU-MIMO的频谱效率与多种因素有关，如信道的状态、调制模式、量化误差、反馈延迟及多普勒频移等。由于SU-MIMO和MU-MIMO都是在特定的信道环境下才能达到较高的系统性能，因此考虑到信道的时变性，使用单一的模式不能实时满足系统的需求，这样势必会造成系统性能的下降。对于单用户和多用户模式切换的方法提案有许多种(如上海贝尔实验室2011年5月12日公开的基于自适应隐性反馈的模式切换，北京邮电大学提出的基于比例公平性(PF)的模式切换)，但是对于切换时会出现的问题没有进行深入考虑，在设定的切换点或者小区的边界会频繁的进行模式切换，这样势必会造成系统的不稳定和系统负担，对终端用户的服务质量造成非常大的影响，比如终端用户的耗电量过大，服务达不到预期的要求等。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提出一种性能稳定，响应时间小、系统负担小的一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法和装置。

由于在不同的信干噪比(SINR)条件下，SU-MIMO和MU-MIMO的频谱效率也不同。SU-MIMO模式和MU-MIMO模式的频谱效率与多种因素有关，如信道的状态、调制模式、量化误差、反馈延迟及多普勒频移等。SU-MIMO模式和MU-MIMO模式都是在特定的信道环境下才能达到较高的系统性能。因此，为了能够实现SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换，本发明拟通过对当前信号环境进行估计计算出两种模式下的SINR，之后通过SINR查表获得所匹配的调制方式和误码率，最后通过计算和比较两种模式频谱效率，将频谱效率较大的模式作为该信道环境下的最优模式。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

本发明一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法，包括如下步骤：

(1)测量通信链路的信道信息，并根据该信道信息计算SU-MIMO模式下的平均的信干噪比(SINR)和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比；

(2)根据计算的SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比，通过查表分别确定与上述两种信干噪比相匹配的调制编码方式，同时根据调制编码方式的等级确定当前的误码率；

(3)根据得到的调制编码方式和对应的误码率，分别计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的频谱效率；

(4)通过比较SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下的频谱效率将多输入多输出模式指示(MMI)设定为频谱效率较高的模式所对应的模式编号；

(5)发射端根据多输入多输出模式指示进行模式切换并调整调制编码方式。

作为改进，在步骤(5)进行模式切换之前，为了抑制频繁切换带来的乒乓效应，还包括确定容限机制的步骤，即：

预先设定自适应调节的范围d；

通过计算获得SU-MIMO模式下关于平均的信干噪比的频谱效率曲线、与MU-MIMO模式下关于单个用户的信干噪比的频谱效率曲线在同一坐标系下的2个切换点的横坐标P1和P2，其中P2＞P1；

若系统当前处于SU-MIMO模式下，则信干噪比在小于P1+(P2-P1)×d％或大于P2-(P2-P1)×d％的范围内均不进行模式的切换，只有当信干噪比处于P1+(P2-P1)×d％～P2-(P2-P1)×d％的范围内时才切换到MU-MIMO模式；

若系统当前处于MU-MIMO模式下，则信干噪比在P1-(P2-P1)×d％～P2+(P2-P1)×d％的范围内不进行模式的切换，只有当信干噪比小于P1-(P2-P1)×d％或大于P2+(P2-P1)×d％时才切换到SU-MIMO模式。

上述方案中，所述自适应调节的d的大小由所要求的单位时间内切换的次数来确定，当信道环境不稳定时d值较大，当信道环境较稳定时d值较小。

上述方案中，所述d的取值介于3～10之间。

由于本发明能够应用于TDD系统和FDD系统中，因此根据TDD系统和FDD系统的特点，上述步骤在不同的系统中，稍有不同。其中：

对于TDD系统而言，根据上下行链路的对偶性，发射端可以作为接收端，上述步骤(1)-(5)均在发射端完成。由于信道估计是通过从接收端发送探测信号给发射端来完成的；因此在进行信道估计时只需考虑发射端根据探测信号的变化对信道进行估计所耗费的时间即信道延迟。

而对于FDD系统而言，根据信道的不对称性，步骤(1)-(4)在接收端完成，步骤(5)在发射端完成。此时，在步骤(5)之前，接收端需要通过专门的反馈链路将最优的码字编号(PMI)、信道质量指示索引号(CQI index)和MIMO模式指示(MMI)反馈至发射端。在步骤(5)中，发射端根据PMI、CQI Index和MMI选择最优的预编码矩阵、调制编码方式和最优MIMO模式。另外，由于信道估计是通过在接收端发送导频信号到发射端来完成的；因此不仅在进行信道估计时需要预先考虑了信道估计和反馈耗费的时间即信道延迟，而且需要在进行信干噪比计算时需要考虑量化误差。

本发明一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换装置，包括发射端和接收端，其中发射端包括模式切换模块和调制与编码模块，其中模式切换模块设有SU-MIMO和MU-MIMO两种模式，其不同之处是，还包括有一自适应单元，该自适应单元主要由信道估计模块、查表匹配模块、频谱效率计算模块、模式选择模块和模式切换模块组成；其中信道估计模块的输出端依次经由查表匹配模块、频谱效率计算模块与模式选择模块相连，模式选择模块的输出端分别连接发射端的模式切换模块和调制与编码模块；其中

信道估计模块，测量通信链路的信道信息，并根据该信道信息计算SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比；

查表匹配模块，根据计算的SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比，通过查表分别确定与上述两种信干噪比相匹配的调制编码方式，同时根据调制编码方式的等级确定当前的误码率；

频谱效率计算模块，根据得到的调制编码方式和对应的误码率，分别计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的频谱效率；

模式选择模块，通过比较SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下的频谱效率将多输入多输出模式指示设定为频谱效率较高的模式所对应的模式编号；

模式切换模块，根据多输入多输出模式指示进行模式切换并调整调制编码方式。

为了避免乒乓效应，上述方案所述自适应单元还包括有切换保护模块，模式选择模块的输出端经由该切换保护模块分别与发射端的模式切换模块和调制与编码模块连接；该切换保护模块，根据容限机制确定是否进行模式切换。

由于本发明能够应用于TDD系统和FDD系统中，因此根据TDD系统和FDD系统的特点，上述步骤在不同的系统中，稍有不同。其中：

对于TDD系统而言，根据上下行链路的对偶性，发射端可以作为接收端，上述自适应单元的所有模块即信道估计模块、查表匹配模块、频谱效率计算模块、模式选择模块和模式切换模块均设置在发射端。

而对于FDD系统而言，根据信道的不对称性，上述自适应单元的信道估计模块、查表匹配模块、频谱效率计算模块和模式选择模块设置在接收端，模式切换模块设置在发射端，因此所述自适应单元还包括有一反馈模块，切换保护模块的输出端经由该反馈模块分别与发射端的模式切换模块和调制与编码模块连接。该反馈模块通过专门的反馈链路将最优的码字编号(PMI)、信道质量指示索引号(CQI index)和MIMO模式指示(MMI)反馈至发射端。而为了避免乒乓效应，所述自适应单元还包括有切换保护模块，模式选择模块的输出端经由该切换保护模块与反馈模块相连；该切换保护模块，根据容限机制确定是否进行模式切换。

与现有技术相比，本发明一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法和装置，具有如下特点：

1、根据估计的信道计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的信干噪比，并通过查表确定匹配的调制编码方式和以误码率，进而得到SU-MIMO和MU-MIMO的频谱效率，通过对比频谱效率确定当前信道条件下的最优模式，因此多输入多输出系统便可以随时根据当前信道的变化来调整最优的模式，从而提高了多输入多输出系统的整体性能；

2、通过采用容限机制对切换点设置保护门限，以抑制乒乓效应即多输入多输出系统在SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下进行频繁切换而导致的系统不稳定的问题，这不仅能够减小系统的负担，而且也能够有效提高多输入多输出系统的稳定性；

3、在进行信道估计和计算信干噪比时，充分考虑了延迟和量化误差的影响，因而能够获得更为精确的频谱效率，进一步提升系统切换的性能。

附图说明

图1为SU-MIMO系统环境示意图；

图2为MU-MIMO系统环境示意图；

图3为一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换流程图；

图4为采用容限机制的MIMO模式切换示意图；

图5为在TDD系统下，一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换装置图(实施例1)；

图6为在FDD系统下，一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换装置图(实施例2)。

具体实施方式

实施例1(针对TDD系统)：

一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法，如图3所示，包括如下步骤：

(1)发射端测量通信链路的信道信息，并根据该信道信息计算SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比。

在进行自适应切换过程之前，发射端和接收端应首先约定两种模式所代表的MIMO模式指示(MMI)和初始模式。在本实施例中，约定MMI＝0时为SU-MIMO模式，MMI＝1时为MU-MIMO模式；并约定初始模式为SU-MIMO，即设置MMI＝0，以保证通信过程中模式的一致。

由于上下行链路的对偶性，发射端可以作为接收端，因此在进行信道估计时，只需考虑发射端根据探测信号的变化对信道进行估计所耗费的时间即信道延迟。

①信道估计

采用插入导频法进行信道估计，考虑到反馈延迟和多普勒频移，将信道建模为

h[n]＝ρh[n-D]+e[n]

式中，h[n]代表在时刻n的实际信道；ρ代表相关系数；h[n-D]代表经过反馈延迟D个符号以后的到达发射端的信道信息；e[n]代表信道误差向量，它是独立同分布的，服从

并与h[n-D]不相关。

根据经典的克拉克各向同性散射模型，上述相关系数ρ的计算为ρ＝J₀(2πf_dDT_s)，其中f_d代表多普勒偏移，J₀代表第一类零阶贝塞尔函数，T_s代表抽样间隔；D代表反馈延迟的符号个数；

代表高斯白噪服从正态分布的标准方差， ${\mathrm{\ϵ}}_e^2=1-{\mathrm{\ρ}}^2.$

②SINR的计算

SU-MIMO模式使用波束成形(Beamforming，BF)，没有用户间的干扰，假设CSIT有延迟，则波束成形向量为

则平均SINR为

${\stackrel{\‾}{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{BF}}^{\left(D\right)}=\mathrm{\γ}({\mathrm{\ρ}}^2{N}_t+{\mathrm{\ϵ}}_e^2)=\mathrm{\γ}[(1-{\mathrm{\ϵ}}_e^2)N_t+{\mathrm{\ϵ}}_e^2]$

式中，γ为发送功率的约束，E{x^*[n]x[n]}＝γ，x[n]代表发送信号；N_t代表发射天线的数目。

MU-MIMO模式采用迫零(ZF)预编码向量。因为有延时，那么ZF预编码向量的设计就是基于D个符号之前的信道状态信息，只要满足

就可以了。这里考虑了用户之间的干扰，并且有 $h_u^{*}\left[n\right]w_{u^{\′}}^{\left(D\right)}\left[n\right]=e_u^{*}\left[n\right]w_{u^{\′}}^{\left(D\right)}\left[n\right],$ $\∀u\≠u^{\′},$ 则用户u的SINR为

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{ZF},u}^{\left(D\right)}=\frac{\frac{\mathrm{\γ}}{U}{\left|h_u^{*}\right[n\left]w_u^{\left(D\right)}\right[n\left]\right|}^2}{1+(U-1)\frac{\mathrm{\γ}}{U}{\mathrm{\ϵ}}_{e,u}^2}$

式中，U代表用户数目；代表第u个用户的预编码向量。

(2)发射端根据计算的SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比，通过查802.16m中的MAP表分别确定与其相匹配的调制编码方式，同时根据调制编码的等级确定当前的误码率。

(3)发射端根据得到的调制编码方式和对应的误码率，分别计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的频谱效率。

在本发明优选实施例中，根据得到的调制方式和BER即可计算频谱效率，其频谱效率SE的计算公式为

SE＝M(1-BER)

式中，M代表调制的位数；BER代表误码率。

(4)发射端通过比较SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下的频谱效率，将多输入多输出模式指示即MMI设定为频谱效率较高的模式所对应的模式编号。

(5)发射端采用容限机制确定是否进行模式切换并调整调制编码方式。

理论证明，两种模式下关于SINR的频谱效率曲线会有两个交点，这两个交点称为切换点。但是信道往往是快速变化的，如果系统模式也频繁切换，反而会造成性能不稳定，加重系统负担。为此，要采用容限机制即本发明还通过一个确定容限机制步骤来对每个切换点两边都设置门限，让两种模式在一定的容限范围内不进行模式的切换，以避免乒乓效应。具体的模式切换如图4所示。即：

预先设定自适应调节的范围d；

通过计算获得SU-MIMO模式下关于平均的信干噪比的频谱效率曲线、与MU-MIMO模式下关于单个用户的信干噪比的频谱效率曲线在同一坐标系下的2个切换点的横坐标P1和P2，其中P2＞P1；

若系统当前处于SU-MIMO模式下，则信干噪比在小于P1+(P2-P1)×d％或大于P2-(P2-P1)×d％的范围内均不进行模式的切换，只有当信干噪比处于P1+(P2-P1)×d％～P2-(P2-P1)×d％的范围内时才切换到MU-MIMO模式；

若系统当前处于MU-MIMO模式下，则信干噪比在P1-(P2-P1)×d％～P2+(P2-P1)×d％的范围内不进行模式的切换，只有当信干噪比小于P1-(P2-P1)×d％或大于P2+(P2-P1)×d％时才切换到SU-MIMO模式。

在本发明中，所述自适应调节的d的大小由所要求的单位时间内切换的次数来确定，当信道环境不稳定时d值较大，当信道环境较稳定时d值较小。如在信道环境较为稳定时，所述d的取值为3～8，而在信道环境不稳定时，所述d的取值为5～10。

根据上述方法所设计的一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换装置，如图5所示，包括发射端、接收端和自适应单元。发射端包括模式切换模块和调制与编码模块。其中模式切换模块设有SU-MIMO和MU-MIMO两种模式。上述自适应单元主要由设置在发射端的信道估计模块、查表匹配模块、频谱效率计算模块、模式选择模块和模式切换模块组成。信道估计模块的输出端依次经由查表匹配模块、频谱效率计算模块与模式选择模块相连，模式选择模块的输出端分别连接发射端的模式切换模块和调制与编码模块。

信道估计模块，测量通信链路的信道信息，并根据该信道信息计算SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比；

查表匹配模块，根据计算的SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比，通过查802.16m中的MAP表分别确定与其相匹配的调制编码方式，同时根据调制编码的等级确定当前的误码率；

频谱效率计算模块，根据得到的调制编码方式和对应的误码率，分别计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的频谱效率；

模式选择模块，通过比较SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下的频谱效率将多输入多输出模式指示设定为频谱效率较高的模式所对应的模式编号；

模式切换模块，根据多输入多输出模式指示进行模式切换并调整调制编码方式。

为了防止乒乓效应，所述自适应单元还包括切换保护模块，该切换保护模块设置在发射端，用于根据容限机制确定是否进行模式切换。模式选择模块的输出端经由该切换保护模块分别与发射端的模式切换模块和调制与编码模块连接。

实施例2(针对FDD系统)：

一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法，包括如下步骤：

(1)接收端测量通信链路的信道信息，并根据该信道信息计算SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比。

在进行自适应切换过程之前，发射端和接收端应首先约定两种模式所代表的MIMO模式指示(MMI)和初始模式。在本实施例中，约定MMI＝0时为SU-MIMO模式，MMI＝1时为MU-MIMO模式；并约定初始模式为SU-MIMO，即设置MMI＝0，以保证通信过程中模式的一致。

由于信道的不对称性，需要将PMI、CQI Index和MMI反馈到发射端，在进行信道估计时不仅需要预先考虑了信道估计和反馈耗费的时间即信道延迟，而且在计算信干噪比时需要预先考虑信道量化误差和SINR的量化误差。

①信道估计：

采用插入导频法进行信道估计，考虑到反馈延迟和多普勒频移，将信道建模为

h[n]＝ρh[n-D]+e[n]

式中，h[n]代表在时刻n的实际信道；ρ代表相关系数；h[n-D]代表经过反馈延迟D个符号以后的到达发射端的信道信息；e[n]代表信道误差向量，它是独立同分布的，服从并与h[n-D]不相关。

根据经典的克拉克各向同性散射模型，上述相关系数ρ的计算为ρ＝J₀(2πf_dDT_s)，其中f_d代表多普勒偏移，J₀代表第一类零阶贝塞尔函数，T_s代表抽样间隔；D代表反馈延迟的符号个数；代表高斯白噪服从正态分布的标准方差， ${\mathrm{\ϵ}}_e^2=1-{\mathrm{\ρ}}^2.$

②SINR的计算：

考虑使用波束成形的、没有用户间干扰的SU-MIMO没有延迟只有量化误差的情况下，BF向量是基于量化反馈的，

则平均SINR为

${\stackrel{\‾}{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{BF}}^{\left(Q\right)}=E\left[\mathrm{\γ}{\left|h^{*}\right[n\left]\hat{h}\right[n\left]\right|}^2\right]$

如果考虑延迟的情况，则最大平均SINR为

${\stackrel{\‾}{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{BF}}^{\left(\mathrm{QD}\right)}=\mathrm{\γ}{N}_t({\mathrm{\ρ}}^2{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{BF}}^{\left(Q\right)}+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{BF}}^{\left(D\right)})$

式中，

分别表示对BF系统性能上信道量化和CSI延迟的影响；相关系数ρ；B为码字编号二进制长度。

MU-MIMO模式使用迫零预编码向量。对于没有延迟的有限反馈ZF系统，设计的预编码向量满足

如果使用随机向量量化，则平均噪声和干扰为

${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{ZF},u}^{\left(Q\right)}=E[1+\frac{\mathrm{\γ}}{U}{\mathrm{\Σ}}_{u^{\′}\≠u}{\left|h_u^{*}\right[n\left]w_{u^{\′}}^{\left(Q\right)}\right[n\left]\right|}^2]$

$=1+2^{-\frac{B}{N_t-1}}\mathrm{\γ}$

当考虑信道量化和反馈延迟时，预编码向量是基于延迟的信道矩阵 ${\hat{h}}_1[n-D],{\hat{h}}_2[n-D],....{\hat{h}}_u[n-D]$ 进行设计的，并且满足 ${\hat{h}}_u^{*}[n-D]w_{u^{\′}}^{\left(\mathrm{QD}\right)}\left[n\right]=0,$ $\∀u\≠u^{\′},$ 而预编码的设计是考虑了量化误差的，则第u个用户的SINR为

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{ZF},u}^{\left(\mathrm{QD}\right)}=\frac{\frac{\mathrm{\γ}}{U}{\left|h_u^{*}\right[n\left]w_u^{\left(\mathrm{QD}\right)}\right[n\left]\right|}^2}{1+\mathrm{\γ}{\mathrm{\ρ}}_u^2{2}^{-\frac{B}{N_t-1}}+(U-1)\frac{\mathrm{\γ}}{U}{\mathrm{\ϵ}}_{e,u}^2}$

这样，对

的计算是基于迫零模式下考虑量化和延时的；

表示考虑量化和延时的预编码矩阵向量。

③信道量化：

有限反馈技术通过专用的反馈信道提供了部分CSIT(信道状态信息)，使用了发射端和接收端所共知的量化预编码码本。信道的量化是从长度为L＝2^B的单位标准向量的码本中选出。为了避免量化向量相同，每个用户使用不同的码本。用户u的码本为C_u＝{c_u，1，c_u，2，…，c_u，L}，每个用户都将信道量化到最接近的码字。对于使用随机向量量化的MISO信道，平均信道量化失真为

$E\left[{\sin }^2({\tilde{h}}_u,{\hat{h}}_u)\right]=2^B\·\mathrm{\β}(2^B,\frac{N_t}{N_t-1})$

式中， $\mathrm{\β}(x,y)={\∫}_0^1{t}^{x-1}{(1-t)}^{y-1}\mathrm{dt},(x>0,y>0),$ ${\sin }^2({\tilde{h}}_u,{\hat{h}}_u)=1-{\left|{\tilde{h}}_u^{*}{\hat{h}}_u\right|}^2.$

④信干噪比量化：

由确定的SINR，查BLER-MCS/TBS表来选择CQI index。TS 36.213标准中规定了不同的CQI index和调制编码方式的对应关系，将CQI index反馈给发射端即确定了调制编码方式。

(2)接收端根据计算的SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比，通过查802.16m中的MAP表分别确定与其相匹配的调制编码方式，同时根据调制编码的等级确定当前的误码率。

(3)接收端根据得到的调制编码方式和对应的误码率，分别计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的频谱效率。

在本发明优选实施例中，根据得到的调制方式和BER即可计算频谱效率，其频谱效率SE的计算公式为

SE＝M(1-BER)

式中，M代表调制的位数；BER代表误码率。

(4)接收端通过比较SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下的频谱效率，将多输入多输出模式指示即MMI设定为频谱效率较高的模式所对应的模式编号。

(5)接收端采用容限机制确定是否进行模式切换。

理论证明，两种模式下关于SINR的频谱效率曲线会有两个交点，这两个交点称为切换点。但是信道往往是快速变化的，如果系统模式也频繁切换，反而会造成性能不稳定，加重系统负担。为此，要采用容限机制即本发明还通过一个确定容限机制步骤来对每个切换点两边都设置门限，让两种模式在一定的容限范围内不进行模式的切换，以避免乒乓效应。具体的模式切换如图4所示。即：

预先设定自适应调节的范围d；

通过计算获得SU-MIMO模式下关于平均的信干噪比的频谱效率曲线、与MU-MIMO模式下关于单个用户的信干噪比的频谱效率曲线在同一坐标系下的2个切换点的横坐标P1和P2，其中P2＞P1；

若系统当前处于SU-MIMO模式下，则信干噪比在小于P1+(P2-P1)×d％或大于P2-(P2-P1)×d％的范围内均不进行模式的切换，只有当信干噪比处于P1+(P2-P1)×d％～P2-(P2-P1)×d％的范围内时才切换到MU-MIMO模式；

若系统当前处于MU-MIMO模式下，则信干噪比在P1-(P2-P1)×d％～P2+(P2-P1)×d％的范围内不进行模式的切换，只有当信干噪比小于P1-(P2-P1)×d％或大于P2+(P2-P1)×d％时才切换到SU-MIMO模式。

在本发明中，所述自适应调节的d的大小由所要求的单位时间内切换的次数来确定，当信道环境不稳定时d值较大，当信道环境较稳定时d值较小。如在信道环境较为稳定时，所述d的取值为3～8，而在信道环境不稳定时，所述d的取值为5～10。

(6)接收端通过专门的反馈信道将最优的码字编号(PMI)、信道质量指示索引号(CQI index)和MIMO模式指示(MMI)反馈至发射端。

(7)发送端根据反馈来的PMI、CQI Index和MMI选择预编码矩阵、调制编码方式和最优的MIMO模式。

根据上述方法所述设计的一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换装置，如图6所示，包括发射端、接收端和自适应单元。发射端包括模式切换模块和调制与编码模块。其中模式切换模块设有SU-MIMO和MU-MIMO两种模式。上述自适应单元主要由设置在接收端的信道估计模块、查表匹配模块、频谱效率计算模块、模式选择模块和反馈模块，以及设置在发射端的模式切换模块组成。信道估计模块的输出端依次经由查表匹配模块、频谱效率计算模块与模式选择模块相连，模式选择模块的输出端经由反馈模块分别连接发射端的模式切换模块和调制与编码模块。

信道估计模块，测量通信链路的信道信息，并根据该信道信息计算SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比；

查表匹配模块，根据计算的SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比，通过查802.16m中的MAP表分别确定与其相匹配的调制编码方式，同时根据调制编码的等级确定当前的误码率；

频谱效率计算模块，根据得到的调制编码方式和对应的误码率，分别计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的频谱效率；

模式选择模块，通过比较SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下的频谱效率将多输入多输出模式指示设定为频谱效率较高的模式所对应的模式编号；

反馈模块，通过反馈链路将最优码字编号、信道质量指示符号和多输入多输出模式指示反馈至发射端的反馈步骤；

模式切换模块，根据多输入多输出模式指示进行模式切换并调整调制编码方式。

为了防止乒乓效应，所述自适应单元还包括切换保护模块，该切换保护模块设置在接收端，用于根据容限机制确定是否进行模式切换。模式选择模块的输出端经由该切换保护模块与反馈模块连接。

Claims (7)

1.一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法，其特征是，包括如下步骤：

（1）测量通信链路的信道信息，并根据该信道信息计算SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比；

（2）根据计算的SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比，通过查表分别确定与上述两种信干噪比相匹配的调制编码方式，同时根据调制编码方式的等级确定当前的误码率；

（3）根据得到的调制编码方式和对应的误码率，分别计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的频谱效率；

（4）通过比较SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下的频谱效率将多输入多输出模式指示设定为频谱效率较高的模式所对应的模式编号；

（5）发射端根据多输入多输出模式指示进行模式切换并调整调制编码方式；

其特征是，在步骤（5）进行模式切换之前，为了抑制频繁切换带来的乒乓效应，还包括确定容限机制的步骤，即：

预先设定自适应调节的范围d；

通过计算获得SU-MIMO模式下关于平均的信干噪比的频谱效率曲线、与MU-MIMO模式下关于单个用户的信干噪比的频谱效率曲线在同一坐标系下的2个切换点的横坐标P1和P2，其中P2>P1；

若系统当前处于SU-MIMO模式下，则信干噪比在小于P1＋（P2－P1）×d%或大于P2－（P2－P1）×d%的范围内均不进行模式的切换，只有当信干噪比处于P1＋（P2－P1）×d%～P2－（P2－P1）×d%的范围内时才切换到MU-MIMO模式；

若系统当前处于MU-MIMO模式下，则信干噪比在P1－（P2－P1）×d%～P2+（P2－P1）×d%的范围内不进行模式的切换，只有当信干噪比小于P1－（P2－P1）×d%或大于P2+（P2－P1）×d%时才切换到SU-MIMO模式。

2.根据权利要求1所述的一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法，其特征是，所述自适应调节的d的大小由所要求的单位时间内切换的次数来确定，当信道环境不稳定时d值较大，当信道环境较稳定时d值较小。

3.根据权利要求1所述的一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法，其特征是，所述d的取值介于3～10之间。

4.根据权利要求1～3中任意一项所述的一种的SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法，其特征是，在步骤（5）之前，还进一步包括通过反馈链路将最优码字编号、信道质量指示符号和多输入多输出模式指示反馈至发射端的反馈步骤。

5.根据权利要求4所述的一种的SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法，其特征是，所述步骤（1）在计算信干噪比时需预先考虑量化误差对其产生的影响，以弥补系统性能的损失。

6.基于权利要求1所述的一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换方法所设计的一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换装置，包括发射端和接收端，其中发射端包括模式切换模块和调制与编码模块，其中模式切换模块设有SU-MIMO和MU-MIMO两种模式，其特征是，还包括有一自适应单元，该自适应单元主要由信道估计模块、查表匹配模块、频谱效率计算模块、模式选择模块、切换保护模块和模式切换模块组成；其中信道估计模块的输出端依次经由查表匹配模块、频谱效率计算模块与模式选择模块相连，模式选择模块的输出端分别连接发射端的模式切换模块和调制与编码模块；其中

信道估计模块，测量通信链路的信道信息，并根据该信道信息计算SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比；

查表匹配模块，根据计算的SU-MIMO模式下的平均的信干噪比和MU-MIMO模式下的单个用户的信干噪比，通过查表分别确定与上述两种信干噪比相匹配的调制编码方式，同时根据调制编码方式的等级确定当前的误码率；

频谱效率计算模块，根据得到的调制编码方式和对应的误码率，分别计算SU-MIMO和MU-MIMO两种模式下的频谱效率；

模式选择模块，通过比较SU-MIMO模式和MU-MIMO模式下的频谱效率将多输入多输出模式指示设定为频谱效率较高的模式所对应的模式编号；

模式切换模块，根据多输入多输出模式指示进行模式切换并调整调制编码方式；

切换保护模块，模式选择模块的输出端经由该切换保护模块分别与发射端的模式切换模块和调制与编码模块连接；该切换保护模块，为了防止乒乓效应，根据容限机制确定是否进行模式切换。

7.根据权利要求6所述的一种SU-MIMO和MU-MIMO模式的自适应切换装置，其特征是，所述自适应单元还包括有一反馈模块，切换保护模块的输出端经由该反馈模块分别与发射端的模式切换模块和调制与编码模块连接；该反馈模块，通过反馈链路将最优码字编号、信道质量指示符号和多输入多输出模式指示反馈至发射端。

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