CN102484460A - 上变频器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种混合上变频器，其包括低噪声放大器(LNA)(32)和双端口参量放大器(35)。所述参量放大器(35)包括用于接收待放大并待上变频的输入信号(13)的第一端口(21)、以及用于接收本振信号(7)并以上下边带频率输出放大的上变频信号的第二端口(34)。该参量放大器(35)还包括天线，该天线与所述第二端口(34)耦合以接收所述本振信号(7)并以上下边带频率发射放大的上变频信号。所述低噪声放大器(32)驱动该参量放大器(21)的第一端口。所述双端口参量放大器(35)包括连接在所述第一端口(21)与第二端口(34)之间的一对变容二极管(24、25)。所述二极管(24、25)自第一端口(21)以并联方式而自第二端口(34)以串联方式连接。该低噪声放大器(32)与一对变容二极管(24、25)直接连接。

Description

上变频器
技术领域
本发明涉及一种上变频器，尤其适合于在磁共振成像(MRI)中使用。
背景技术
MRI扫描仪使用强均匀磁场(B0)(其来自由梯度线圈所产生梯度磁场进行改变的超导磁体)连同旋转磁场(B1)(其来自射频(RF)天线)一起的组合来激励体内产生短期RF信号的核磁共振，此短期RF信号被接收从而建立断层造影图像。
所有当下的MRI扫描仪都采用了安装成极接近于被扫描患者的本地线圈阵列，以用最大可能信噪比(SNR)接收RF。接收来自患者背面信号的本地线圈安装在患者检查台中。用于接收来自患者正面信号的本地线圈布置在被精心置于患者上方的“垫块(mats)”内。与各垫块相连的是一根柔性电缆，对于每个本地线圈所述软性电缆通常都有一根相应的同轴线。电缆与B1场并且与来自患者所产生的信号相互作用，因而，必须包括呈规则间距(典型为λ/8)的‘阱(traps)’(高阻抗区)。这些增加了结构成本并带来不便。
使用中，在扫描一个患者与下一个患者之间连接电缆并对电缆进行消毒的要求，导致了扫描之间停工期的增加。所以，理想的是排除该电缆。
同时待审(co-pending)的专利申请GB0915648.0、GB0915653.0以及GB0915655.5描述了一种利用了参量放大器的无线线圈实现方式，这些参量放大器各自与多个本地线圈之一连接并且各自也与微波天线(下文称为患者微波天线)连接。另外，扫描仪腔孔被衬以与其他天线调谐至相同频率的微波天线(下文称之为腔孔微波天线)。这样进行布置，使得腔孔微波天线发射本振信号，该本振信号由患者微波天线接收。这种信号提供使参量放大器工作必要的功率及手段，以将本地信号上变频至微波频率。上变频的信号从患者微波天线被发出，并在腔孔微波天线处被接收。与一个或更多个腔孔微波天线连接的接收机使用相同的本振，以将该信号下变频回到初始频率。
同时待审的专利申请No.GB0915648.0描述了一种混合参量放大器，其包括对参量放大器核心进行驱动的低噪声放大器，如图4所示。
参量放大器的增益及稳定性对本振(LO)的接收电平是敏感的，但一般而言不可能将本振功率的变化抑制到低于几个分贝的范围。
在另一同时待审的英国专利申请GB0915653.0中，参量放大器装置包括双端口参量放大器、直流电压发生器、以及直流偏压调节器，该参数放大装置使参量放大器中的偏压能以这样一种方式与参量放大器中被测接收的本振电压相应地被调节，对于较高的本振电压解谐参量放大器，使得增益大致维持不变。完成这一功能的电路可能复杂而又灵敏，在可变驱动和负载阻抗以及LO电平下要求补偿时尤甚。
发明内容
根据本发明的第一方面，一种混合上变频器包括低噪声放大器和双端口参量放大器，参量放大器包括用于接收待放大并待上变频的输入信号的第一端口、以及用于接收本振信号并以上下边带频率输出放大的上变频信号的第二端口；其中，参量放大器还包括天线，该天线与第二端口耦合以接收本振信号并以上下边带频率发射放大的上变频信号；其中，低噪声放大器驱动参量放大器的第一端口；其中，双端口参量放大器包括连接在第一端口与第二端口之间的一对变容二极管；其中，二极管自第一端口以并联方式而自第二端口以串联方式连接；以及，其中，低噪声放大器与该对变容二极管直接连接。
在本发明中，低噪声放大器具有相对较高的阻抗，通常为数千欧级，低噪声放大器与参量放大器的变容二极管对直接连接，变容二极管对也是相对高的阻抗点。低噪声放大器的存在减小了双端口参量放大器中所要求的增益，因而，本发明可以避免对于增益补偿回路的需要，导致显著的电路简化和潜在的成本节约。
优选地，通过附加漏极负载使低噪声放大器的输出阻抗减小。
优选地，附加漏极负载使输出阻抗减小至270Ω级的值。
输出阻抗衰减至270Ω级，这允许参量放大器的第二端口在低于本振频率的频率处被调谐至中心频率，而不会变得不稳定。
优选地，上变频器进一步包括功率采集器；其中，功率采集器接收本振功率并且产生用于参量放大器的直流偏压、以及用于低噪声放大器的供电。
优选地，低噪声放大器向参量放大器供给偏压。
优选地，上变频器在天线与参量放大器之间进一步包括功率分配器；其中，功率分配器在功率采集器与参量放大器之间分配入射的本振功率。
优选地，第一端口是RF端口，并接收20MHz至500MHz频率范围内的信号。
优选地，第二端口是微波端口，并接收1GHz至5GHz频率范围内的信号。
根据本发明的第二方面，一种无线磁共振成像系统包括本振和安装在该系统腔孔中的收发机阵列；以及无线本地线圈阵列和由多个根据第一方面的上变频器所构成的上变频级。
根据本发明的第三方面，一种在包括双端口参量放大器和低噪声放大器的混合上变频器中控制增益的方法；其中，双端口参量放大器包括用于接收待放大并待上变频的输入信号的第一端口、用于接收本振信号并以上下边带频率输出放大的上变频信号的第二端口、以及连接在第一端口与第二端口之间的一对变容二极管；本方法包括自第一端口以并联方式、而自第二端口以串联方式连接变容二极管；使低噪声放大器输出端与该对变容二极管直接连接，并用低噪声放大器驱动参量放大器。
优选地，本方法进一步包括通过附加漏极负载使低噪声放大器的输出阻抗减小。
优选地，附加漏极负载使输出阻抗减小至270级的值。
优选地，第一端口接收20MHz至500MHz频率范围内的信号。
优选地，第二端口接收1GHz至5GHz频率范围内的信号。
附图说明
下面参照附图描述根据本发明上变频器的示例以及在其中控制增益的方法，附图中：
图1图示了使用上变频器的MRI系统的示例；
图2具体图示了适合在图1系统的上变频器中使用的参量放大器的示例；
图3是常规上变频器的方块图，对根据图2的参量放大器使用了偏压控制；
图4是适合在本发明的方法中使用的上变频器的方块图；
图5a图示了带有适当滤波的参量放大器中用于三频率工作的曼利-罗(Manley-Rowe)关系；
图5b图示了基本的三频率上变频至上边带；
图5c图示了相对图5b用RF频率使本振下移情况下基本的三频率上变频至上边带；
图5d图示了图5c用于自振的反相(inversion)；
图5e图示了无限增益条件；
图6图示了在带有适当滤波的参量放大器中的四频率工作；
图7示出了图2的参量放大器，根据本发明进行了改进；
图8示出了图4的上变频器电路的改进版；
图9示出了在正常本振驱动电平下用于高Q参量放大器的微波端口幅频响应特性；
图10示出了在增大本振驱动电平下微波端口的幅频响应特性；
图11示出了在正常本振驱动电平下根据本发明的上变频器中用于RF衰减后参量放大器的微波端口幅频响应特性；以及
图12示出了在增大本振驱动电平下根据本发明的上变频器中用于RF衰减后参量放大器的微波端口幅频响应特性。
具体实施方式
本发明针对的问题是：在多重被照射的扫描仪腔孔的界限(confine)中使用参量放大器时所遇到的入射本振电平变化，其中各种多路效应在安装有LO源的腔孔与安装了参量放大器的患者线圈之间导致路径损耗的显著变化。
现在描述一种使用MIMO微波链路的MRI系统的示例，其中使用了根据本发明的参量放大器装置。图1示出了MRI扫描仪腔管2内的患者1。垫块(mat)覆盖待成像患者身体的一部分，而嵌置在垫块中的是多个本地线圈3。与各本地线圈3相连接的是上变频器级4和微波天线5。与天线12的阵列6相连接的收发机9集成在扫描仪腔孔2中。上变频器中的参量放大器电路对接收自各本地线圈3的磁共振(MR)信号13执行上变频所需的混频及放大。
将用于各患者垫块的、上变频器4中所产生的信号发射至扫描仪腔孔2中的收发机阵列。将2.4GHz附近或其他选定微波频率的本振(LO)信号馈送至天线阵列6，以便用本振频率的信号7照射患者线圈电子设备14。上变频器级4中的参量放大器使用入射的本振信号7，以提供用于上变频的基准频率和功率。从而，将来自线圈的MR信号13转换成微波频率信号8，并发射至腔孔收发机天线阵列6。收发机中相同的本振信号将来自患者线圈3处于LO频率±63MHz的上变频信号8转换回63MHz的初始MR频率，用于图像处理系统(未示出)中MR接收机的输入11。拉莫尔频率ω0取决于旋磁比γ和磁场强度B0，因而，在1.5特斯拉(T)磁体的情况下，MR频率是63.6MHz，或者，对于3T磁体，MR频率是123MHz。这些值是通常使用的磁体和MR频率，但从0.5T至11T范围的磁体都可能使用，而且MR以及本振微波频率也可以选自宽得多的频段。例如，取决于核子类型，MR频率可以在从20MHz至500MHz之间，而LO频率可以在1GHz至5GHz范围内进行选择。
图2中具体示出了参量放大器的示例。图2的示例包括参量放大器核心35，参量放大器核心35具有：用于接收来自本地线圈的信号13的单端RF输入21、位于输入处的接地20、以及与偶极天线28、29连接的输出端口34。在本示例中，磁共振信号为63.6MHz。RF信号13经由高Q的RF输入感应线圈23被馈入以驱动变容二极管对24、25，所述变容二极管对24、25经由分路匹配线对30至接地连接33与地回路共模并联。高阻抗(极低电流需求)电压源经由高Q的RF输入匹配扼流圈23给变容二极管对24、25(例如，BBY53-02V)提供例如3V的偏压22，以设定正确的工作电容偏置点。由微波天线28、29接收的入射本振“泵浦”信号7(频率为例如2.44GHz)经由适当的印制微波串联匹配线26、27以及分路匹配线30馈入，以向变容二极管对24、25提供差分驱动(以中心接地33)。此差分LO信号7与共模RF驱动信号13在变容二极管对24、25中混频，以产生微波频率下边带(LSB)和上边带(USB)结果。将这些差模混频结果通过微波匹配线26、27反馈至微波天线28、29，以发射回至收发机的腔孔阵列。
参量放大器电路的两个变容二极管24、25作为上变频器和放大器，其不需要任何直流供电，直接使用泵浦信号7作为本振以及电源。参量放大器通常是双端口装置，其中第一端口接收待上变频并待放大的相对低频输入信号，而第二端口既接收相对高频的泵浦信号，又输出相对高频的上变频并放大后的混频结果。通常使用环形器从入射LO驱动信号中分离上变频后的输出信号，但因为B0磁场，这些铁磁基器件并不适合于MRI应用。反而，在腔孔收发机的滤波器中，从入射LO中分离出再辐射的LSB/USB信号。
例如，理想的是，给参量放大器的泵浦信号7应当自空气传输接收，以便消除对垫块直流供电的任何要求。由上下边带以及泵浦信号7所占据的总带宽典型地足够小以便落在单天线的有效带宽内。因此，设置双端口参量放大器电路，使得第一端口21接收待上变频并待放大的输入信号13，而第二端口34接收泵浦信号7并且还以上下边带频率输出上变频且放大后的输入信号8。
由偶极天线28、29从腔孔阵列收发机9接收的本振信号7以+10dBm的功率电平抵达微波端口34。此泵浦信号经由印制匹配线26、27馈送至变容二极管对24、25。变容二极管的共阴极结构(阳极各自与来自偶极天线28、29的半个平衡馈送相连接)导致以LO(泵浦)频率反相激励变容二极管。经由RF输入感应线圈23在共阴极节点处的RF激励导致以RF频率同相激励变容二极管24、25。因此，在两个变容二极管的每一个中所产生的结果LSB及USB信号是反相的。然后，将这些想要的输出信号与入射LO信号7的大部分(反射部分)一起经由印制匹配线26、27传送回偶极天线28、29，在此将信号8广播进入腔孔2以便被腔孔接收机阵列系统6、9、10接收。
与单端RF输入21串联的高Q的RF输入匹配扼流圈23与变容二极管24、25的高容抗在RF频率处串联共振。用于RF输入21的接地回路由微波端口分路线的中心接地33提供。在微波端口频率处，微波端口中的中心接地分路微波传输带线与变容二极管24、25的大部分高电容导纳共振。然后，平衡对串联线路26、27使变容二极管的其余容抗失谐并完成阻抗变换，以便与微波偶极天线28、29的22欧姆平衡负载匹配。
在本实施中，对RF馈入来说二极管是并联连接的，以便对RF端口处出现的63.6MHz RF二等分变容二极管的高阻抗。对微波端口34来说二极管是串联连接的，以对出现在微波端口处的2.442GHz加倍变容二极管非常低的阻抗。串联/并联结构给其自身带来单端RF驱动、平衡式微波驱动、以及双端口工作。在63.6MHz处单端RF驱动是适当的，并且在微波端口节点处利用通过RF输入扼流圈23和接地回路33的驱动来实现所述单端RF驱动。在2.44GHz处平衡式微波端口适合用于连接偶极天线。
对于2.442GHz馈入的LO泵浦频率以及对于2.442GHz±63.6MHz的输出频率，微波端口全平衡式工作。这消除了微波端口电路中有关低阻抗接地的需要。微波端口全平衡式工作完全适合于与平衡式偶极天线28、29的连接，所述偶极天线28、29用于接收LO信号7以及LSB和USB信号8的再辐射。参量放大器混频处理自然涉及至少四个频率，藉此，LO与RF混频而产生USB和LSB二者以及上述的各种谐波。典型地，通过使用选择性端口滤波，来限制所施加的RF和LO频率的范围，并且实现选择单一输出混频结果(例如，仅USB)，参量放大器很大程度上被限制于三个期望工作频率-RF频率、LO频率、以及单一期望混频结果。
本领域技术人员公知的曼利-罗(Manley and Row)谐波功率平衡分析，预言了流进与流出变容二极管(其包括参量放大器核心)的不同频率功率之间的普遍关系。在通过适当滤波将参量放大器限制于仅在RF、LO和USB三频率工作的情况下，曼利-罗关系精简为图5a中所示的简单几何形式。在图5a中，正功率幅值表示流进参量放大器核心的功率，而负功率幅值表示流出核心的功率。曼利-罗关系预言流出参量放大器核心的USB混频结果的功率限制为<由USB频率与RF频率之比确定的可用RF功率>、以及<由USB频率与RF频率之比确定的可用LO功率>中较小的一个。典型地，在剩余电平(surplus level)处，LO功率在参量放大器中是可用的，因而，USB输出的电平将被限制于按USB频率与RF频率之比放大(scaled up)的RF功率电平。在图5a中，从原点(零线性功率幅值零频率)开始并且通过由可用RF功率的幅值及频率所限定点的直线的简单结构于是预测出此电平。RF功率电平与USB电平的这种缩放(scaling)是理想的线性上变频增益。以分贝表示增益，这种三频率增益限定为20×log(fUSB/fRF)。在63.6MHz的RF频率、2.44GHz的LO频率、以及2.5036GHz的USB频率的情况下，此增益刚好在16dB以下，其不足以满足MRI扫描仪中建议的无线链路要求。
如果使三频率情况中的所有功率流动反向，仍然满足曼利-罗关系。这与功率以USB频率馈入而进入参量放大器核心、以及所得到的功率以LO和RF频率同时流出相对应。在这种反向情形下，通过信号的适当重命名以及频率位移，显然，在通过适当滤波限定于以RF、LO和LSB频率的三频率工作的参量放大器中，仅以LO频率注入功率，将导致产生RF和LSB输出二者。
图5b图示基本的三频率上变频至上边带，用RF和LO输入导致产生USB输出。图5c图示基本的三频率上变频至上边带，相对图5b用RF频率下移本振。图5d示出反相的图5b，其为用于自激振荡的结构。LO频率的馈入分成RF和LSB输出。图5e图示无限增益条件。所有LO功率在USB与LSB之间分配，尽管端口将共振，但在RF处并没有净功率流动。
由于变频增益不确定，有没有施加RF都产生USB信号几乎没有价值，而且，这样一种系统被广泛认为是不稳定的。然而，如果构造参量放大器，其中，通过适当滤波促成以RF、LO和USB三频率工作，但其中在LSB频率处也允许受控电平的功率流动，如图6所示，LSB信号65的产生将伴随RF功率66的受控向外流动。这种向外流动将从入射RF功率62中减去，从而，导致产生给定电平USB输出64所要求的RF输入功率电平的减少。这导致的增大的上变频通常称为四频率增益。来自RF端口的RF功率66输出表现在随减小回程损耗(return loss)的RF端口测量中，并且，在RF输出电平等于RF输入电平的点处，测出了0dB回程损耗(1.0的反射系数)。在患者线圈源阻抗的电阻负载将劣化系统噪声性能的MRI扫描仪中，对于将本参量放大器上变频器应用于来自患者线圈3的信号13的上变频而言，此条件是理想的。在理想无损参量放大器中，此条件与三频率增益之上6db、也就是22dB的上变频增益的表现一致。实际上，系统中的损耗指在达到1的输入反射系数之前将达到更高的增益。在RF端口近乎1的反射系数处已经观察到25～30dB的增益区。
进一步提高所产生的LSB 65a的电平，并因此使反射RF功率66a的电平超过入射RF功率62的电平，得到的RF端口反射系数大于1可以看作负RF端口阻抗。只要出现于RF端口21处的负阻抗幅值大于RF端口源阻抗的幅值，在这些情况下参量放大器稳定工作是可能的。RF端口负阻抗与RF源阻抗确切平衡的逼近带来快速增大(但有限的)的增益，并且超出此点参量放大器自振荡。
在四频率效应的适当精确控制下，对于在从天线5到天线6的无线线圈微波链路中的应用可以达到适当的增益电平。在本发明中，单一微波端口谐振电路包括变容二极管24、25以及微波传输带谐振线26、27的电容，其限定了系统在各LO、USB、以及LSB频率的响应，通过单一微波端口谐振电路的调谐，控制USB和LSB产生的正确平衡(以及因此而受控的四频率增益)。
由于四频率增益状态要求USB和LSB信号的仔细平衡，对微波端口负荷(在LSB、LO和USB频率)以及来自参量放大器RF端口21与患者线圈的直接连接的RF端口驱动阻抗变化高度敏感。本发明解决了这些挑战。
四频率增益也敏感于LO电平中的变化，以及，GB0915653.0中已经描述了在可变LO驱动电平条件下稳定工作的控制。当施加直流偏压(典型为3.0V)以设定变容二极管24、25的工作点(并因此设定其静态电容)时，施加至参量放大器核心35的交流LO信号7上下影响变容二极管的C/V曲线，使由偏压设定的标称工作点偏移至任一侧。因为C/V曲线是非线性的，较低偏压处偏移至较高电容远大于较高偏压处偏移至较低电容，并且导致比偏压所设定直流电容更高的动态(总)电容。这种电容增大导致微波端口频率响应61的调谐中心频率方面的降低。按这种方式，增大的LO驱动电平导致USB输出64的增大电平以及因此而增大的四频率增益。四频率增益中的自然增大简单源于用于上变频的更多LO能量存在增强了这种效果。GB0915653.0中描述了在增大的LO驱动电平处通过增大变容二极管偏压22补偿这些附加效应。
如图4所示，被来自患者的磁共振信号激励的耦合线圈3产生输入至上变频器4的拉莫尔频率信号13。在输入端处接收拉莫尔频率信号13至参量放大器装置70，该装置包括低噪声放大器(LNA)32和双端口参量放大器35。放大之后，将信号13输入至参量放大器35的射频(RF)输入21。在与参量放大器的微波频率端口34相连接的微波天线5处，接收从安装于膛管2的微波天线12辐射的本振(LO)信号7。RF信号13和LO信号7在参量放大器中混频，以产生上边带和下边带，仍然在膛管微波天线12的带宽内，并且，将边带8的一个、另一个或二者辐射，以由腔孔中的接收机9接收，接收机9将信号处理成磁共振图像。
本发明中对此布置加以改进，以在混合上变频器系统中实现参量放大器，如图7所示。这种实现减轻了参量放大器核心提供高增益和低噪声系数的需求。混合系统中的LNA级30提供10dB级的增益。这减小了参数上变频器的增益要求，达到要求少许四频率效应的程度。另外，LNA增益能克服参量放大器核心35中相对低劣的噪声系数。因为不再要求高Q的RF端口感应线圈23，并且将LNA 32的输出端82在点B处与变容二极管对24、25直接接连，所以，使参量放大器得以简化。
变容二极管对24、25由LNA级32电阻输出的直流共模驱动现在是可能的，并且，这很大程度上衰减或减Q(de-Q’s)了参量放大器核心。在这种状态下，因为该核心的巨大正电阻负载能吸收所导致的较大负阻抗(其在涌入四频率区工作中出现)，有可能在微波端口34中朝LSB频率65大大偏置的情况下使参量放大器工作。这允许微波端口响应61中的峰值调谐至以低于LO频率为中心。在这种调谐状态下的工作现在让增大LO驱动电平的两种效应得以消除。增大的LO驱动电平仍然用于为上变频提供更多的能量，但微波端口中心频率的下移现在于LSB频率65和USB频率64二者处导致降低的增益。两种效应现在抵消。通过微波端口响应的适当精心设计以及变容二极管偏压22的设定，两种效应可以大致布置成在LO驱动电平的有用宽频带上抵消。使用本发明，在8dB的LO频带上已经达到了使上变频增益控制在±0.75dB内。
使用上述类型参量放大器的益处是完全由入射本振信号供电，因而不需要外部直流电源。因此，如图3所示，可选补充是使用功率采集，以便给LNA32和参量放大器35二者供电，藉此，在上变频器级微波天线5处的入射LO信号7给参量放大器提供LO功率，以及，将入射LO信号的一部分输入至整流器43，并且整流LO功率以产生直流电压给LNA供电。此外，功率采集可以与功率分配器44组合使用。端口34B与天线5连接，而端口34A与参量放大器已调谐的微波频率端口连接。在此示例中，从双路分配器44的端口34C接收给功率采集器43的输入，双路分配器44可以具有对称或非对称的功率分配器功率。分配器可以采用Wilkinson分配器或定向耦合器的形式，以在LO信号的两个分离部分之间提供绝缘。
直流功率采集器43从本振7为LNA32提供必要的供电81，并且还可以提供直流偏压22用于参量放大器35，同时在微波频率端口34处接收部分入射LO信号，微波频率端口34引导本振功率并回送上变频后的边带。功率采集电路43典型采用整流器和储电电路例如电容器的形式，布置成获取直流电压，该电路具有适当的电压和电流容量，以便给低噪声放大器提供供电81，并且给参量放大器提供偏置信号22。LNA设计成极低功率消耗，并且使其输出电路直接匹配成为参量放大器的最佳输入阻抗。使用信号电压基准以提供LNA漏极电压81，并由至参量放大器核心35的直接直流连接22偏置参量放大器。
然而，在使用中，在无线MRI线圈系统中，存在因不同患者、或者由于不同患者与微波阵列处于不同距离、衣着或者反射效果等差异导致的诸多变数，意味着在各参量放大器天线处所接收到的实际LO信号无法精确控制或预测，如现有技术中那样使用偏压，可能还不足以避免不稳定性。
如上述讨论，如果用LSB和LO频率处的峰值取代滤波器，将宽带滤波器设定在LSB、LO和USB信号频率周围，然后，RF输入加上LO输入信号如之前那样引起USB输出，但也使一些LSB输出通过，并且作为所产生的有限量反射RF输出信号。用于实现这一点的功率只是RF输入与RF输出之差，因而，背离曼利-罗(Manley-Rowe)关系的约束并成为非常高增益的装置。为了平衡LSB和USB的电平，使用适当通过这些电平以及LO频率的滤波器，可以使通带移至LO一侧或另一侧。如果滤波器峰值更靠近于LSB，那么这也允许产生更多的RF输出，而且，最终，这将达到系统成为完全不稳定所在的点。
为了解决由导致接收到增大LO信号电平的工作变数所带来的问题，需要某些形式的自补偿，以在LO信号变化时补偿参量放大器增益方面的变化。在现有技术中，这通过使用参量放大器偏压实现，按入射LO信号电平中的变化改变偏压。本发明通过降低要求的增益解决此问题，因而，允许电路在调谐的微波端口频率低于LO频率下工作。LNA32的输出阻抗典型为数千欧级。如图8所示，由于不再需要高Q的RF端口感应线圈23，在参量放大器的B点处，LNA的输出82与变容二极管对24、25直接连接。LNA的输出阻抗，通过附加漏极负载83可以使其值减小至百欧级，以及，在一种实施例中，降至270Ω。通过从相对较低阻抗驱动参量放大器的衰减，降低了增益。在输入21之前LNA的存在，意味着由于LNA32对参量放大器中总增益降低的补偿，参量放大器35不再需要以其最佳效率工作。
在混合参量放大器电路中，低噪声放大器的增益使参量放大器核心输入噪声的重要性受到抑制。因此，参量放大器核心不需要以最佳噪声系数匹配工作，并且可以用低于提供最佳增益和噪声因数所要求的驱动阻抗工作。通过对参量放大器的RF输入端口21用低阻抗驱动来衰减参量放大器增益，可以使参量放大器35在不稳定区之下以高于调谐的微波端口中心频率的LO频率工作。这些情况下LO中的增大使信号电平增大，并且使微波端口34的中心频率朝LSB频率移位。然而，二者变化都不足以使工作不稳定。利用低驱动阻抗来衰减参量放大器核心，允许用微波端口中心频率之上的LO频率来泵浦(pump)固有四频率参量放大器核心。
对于三频率工作而言曼利-罗约束下的典型系数是大约13dB，而无线线圈特定应用要求在20dB至25dB级的增益。除参量放大器之外，通过使用低噪声放大器，可以控制参量放大器的输入阻抗，并且将参量放大器内要求的增益降低到10dB至12dB级的值。LNA 32，即使以非常低的偏流工作，也可以产生15dB至18dB的增益，同时仅占用0.25mA电流，而不是更常规的10mA。这样，不会因需要给LNA供电而过度减少给参量放大器的供电，但参量放大器中要求增益方面的降低却意味着其无需优化，以使工作区落在稳定所要求的范围内。给出的系数基于这样的示例，其中给RF端口63MHz输入以及给微波端口2.442GHz本振输入。可以使增益基本保持不变为大约10dB±0.5dB的范围。
图9至图12的曲线具体图示本发明的有益效果，示出微波端口的幅频响应特性。图9图示高Q参量放大器35的响应50，其中具有正常LO驱动电平以及在LO频率处的振幅51。将参量放大器的微波端口34调谐至具有中心频率52，其高于LO频率53，以便达到稳定工作。超过微波端口中心频率52，响应将不稳定，因为这处于不稳定区54中。图10图示了LO驱动电平的增大如何促使响应幅度55增大以及中心频率52a从USB区朝LO频率53移位。曲线56现在落入不稳定区。两种效应在LO频率处相加，使得参量放大器成为不稳定。
本发明解决了这里所示出的问题，如图11所示，通过使用适当的输入阻抗来衰减在参量放大器35的RF输入21处接收的信号。如图7所示，通过省去高Q的RF输入感应线圈23，并且将LNA与变容二极管对的相对高阻抗点B直接连接，可以实现此衰减。使用正常LO驱动电平，在微波端口34调谐至低于LO频率53的中心频率57，振幅响应电平58仍然落在不稳定区之下，并且在微波端口中心频率57之上，衰减后的参量放大器的响应是稳定的。根据图12，可以看出，增大LO驱动电平以及相因而生的振幅响应电平90和中心频率91中的移位，仍然不会使响应进入延伸的不稳定区91，因而，参量放大器35保持稳定。因此，通过提供使LNA与给参量放大器35衰减输入相结合的装置，可以实现稳定的四频率工作。
用超过微波端口调谐频率的LO频率工作的参量放大器核心允许实现自补偿。增大的LO驱动电平在参量放大器核心中具有两种效应。首先，这导致增大的上变频增益，因为更多的LO能量可以用于上变频至LSB和USB信号，这是混频器固有的。其次，增大的LO驱动电平也导致变容二极管增大的动态电容以及因此减小的微波端口中心频率。使参量放大器在中心高侧以LO工作，这种第二效应导致减小的上变频增益。在正确调谐的情况下，在LO驱动电平的有限范围内，这两种效应可以进行布置，以相互抵消至第一级(first order)，从而在LO驱动电平的变化范围内导致大致恒定的增益。这图示于图11和图12中。

Claims (16)

1.一种混合上变频器，包括低噪声放大器(LNA)和双端口参量放大器，所述参量放大器包括接收待放大并上变频的输入信号的第一端口、以及接收本振信号并以上下边带频率输出放大的上变频信号的第二端口；其中，所述参量放大器还包括天线，所述天线与所述第二端口耦合以接收所述本振信号，并以上下边带频率发射放大的上变频信号；其中，所述低噪声放大器驱动所述参量放大器的所述第一端口；其中，所述双端口参量放大器包括一对连接在所述第一端口与所述第二端口之间的变容二极管；其中，所述二极管自所述第一端口以并联方式而自所述第二端口以串联方式连接；以及，其中所述低噪声放大器与所述一对变容二极管直接连接。
2.根据权利要求1所述的上变频器，其中，通过附加漏极负载使所述低噪声放大器的输出阻抗减小。
3.根据权利要求2所述的上变频器，其中，所述附加漏极负载使所述输出阻抗减小至270Ω级的值。
4.根据前述权利要求中任一项权利要求所述的上变频器，进一步包括功率采集器；其中，所述功率采集器接收本振功率，并且产生用于所述参量放大器的直流偏压、以及用于所述低噪声放大器的供电。
5.根据权利要求4所述的上变频器，其中，所述低噪声放大器向所述参量放大器供给所述偏压。
6.根据权利要求4或权利要求5所述的上变频器，其中，所述上变频器在所述天线与所述参量放大器之间进一步包括功率分配器；其中，所述功率分配器在所述功率采集器与所述参量放大器之间分配入射的本振功率。
7.根据前述权利要求中任一项权利要求所述的上变频器，其中，所述第一端口是RF端口。
8.根据权利要求7所述的上变频器，其中，所述第一端口接收20MHz至500MHz频率范围内的信号。
9.根据前述权利要求中任一项权利要求所述的上变频器，其中，所述第二端口是微波端口。
10.根据权利要求9所述的上变频器，其中，所述第二端口接收1GHz至5GHz频率范围内的信号。
11.一种无线磁共振成像系统，所述系统包括本振和安装在所述系统腔孔中的收发机阵列；以及无线本地线圈阵列和多个根据前述任一项权利要求的上变频器构成的上变频级。
12.一种在包括双端口参量放大器和低噪声放大器的混合上变频器中控制增益的方法；其中，所述双端口参量放大器包括接收待放大并上变频的输入信号的第一端口、接收本振信号并以上下边带频率输出放大的上变频信号的第二端口、以及连接在所述第一端口与所述第二端口之间的一对变容二极管；所述方法包括自所述第一端口以并联方式、而自所述第二端口以串联方式连接所述变容二极管；使所述低噪声放大器输出端与所述一对变容二极管直接连接，并用所述低噪声放大器驱动所述参量放大器。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括通过附加漏极负载使所述低噪声放大器的输出阻抗减小。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述附加漏极负载使输出阻抗减小至270级的值。
15.根据权利要求12至14中任一项权利要求所述的方法，其中，所述第一端口接收20MHz至500MHz频率范围内的信号。
16.根据权利要求12至15中任一项权利要求所述的方法，其中，所述第二端口接收1GHz至5GHz频率范围内的信号。
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C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20120530