CN102405594B - 改进的振荡器电路 - Google Patents

Abstract

振荡器电路(100，200，300，10，11)包括与串联至串联反馈放大器(110，92)串联连接的谐振器(105)，其中串联至串联放大器包括具有在特定第一预定义极限以下的阻抗值和随振荡器电路的操作频率增大的相位值的反馈网络(210，91)，其中增大速率在第二预定义极限以上。在一个实施例中，反馈网络(210，91)的阻抗值还随振荡器电路的操作频率改变，但在振荡器电路的操作频率内总是在所述第一预定义值以下。

Description

改进的振荡器电路

技术领域

本发明公开了新颖的振荡器电路。

背景技术

用作信号源的本地振荡器LO在许多通信系统和雷达系统中是重要的构筑块。在LO中，经常需要低相位噪声以便获得包括LO的整个系统的高性能。

在LO中经常使用的振荡器技术的示例是射频集成电路(RFIC)振荡器和单片微波集成电路(MMIC)振荡器。对于RFIC和MMIC振荡器，它们的相位噪声性能主要受振荡器中包括的片上谐振器的质量因子Q的限制。谐振器经常会包括变容二极管或固定电容器以及电感器。

已经尝试解决LO中的相位噪声问题。这些尝试主要集中在改进谐振器的电感器的Q因子上。然而，在较高频率，例如在20GHz以上的频率，这些尝试未像期望的那样成功。

文献EP1926207A1公开了包括精细调谐网络、粗调谐网络和动态调谐的双耦合谐振器网络的的振荡器电路。

发明内容

由此，存在对于通过其可在较高频率(诸如20GHz以上的频率)赋予振荡器(诸如LO)的降低相位噪声的解决方案的需要。

本发明提供了这种解决方案，因为它公开了一种振荡器电路，该振荡器电路包括与串联至串联反馈放大器(series to series feedback amplifier)的第一端口和第二端口并联连接的谐振器，其中放大器的第三端口和第四端口可连接到地。

串联至串联放大器包括具有在特定第一预定义极限以下的绝对阻抗值(之后它将被称为阻抗值)和随振荡器电路的操作频率增大的相位值的反馈网络，其中增大速率在第二预定义极限以上。

阻抗值应该在其以下的预定义极限的适当示例是10欧姆，并且相位值的增大速率应该在其以上的预定义极限的适当示例是25度/GHz。

如将在下面更详细描述的一样，本发明的振荡器电路提供了具有改进相位噪声性能的解决方案。

在一个实施例中，反馈网络的阻抗值还随振荡器电路的操作频率改变，但在振荡器电路的操作频率内它仍在第一预定义极限以下。

在一个实施例中，本发明的振荡器电路的串联至串联放大器包括场效应晶体管FET，并且在一个实施例中，它包括双极晶体管。

在本发明的振荡器电路的一个实施例中，谐振器具有固定振荡频率。

在本发明的振荡器电路的一个实施例中，谐振器具有在特定范围内可调谐的振荡频率。

这些和其它实施例以及它们的优点将在下面更详细描述。

附图说明

下面将参考附图更详细地描述本发明，附图中：

图1示出了本发明电路的第一实施例；以及

图2和图3示出了本发明的第二和第三实施例；以及

图4示出了作为元件频率的函数的阻抗相位；以及

图5a和5b示出了供本发明使用的电路；以及

图6示出了作为其它元件频率的函数的阻抗相位；以及

图7-11示出了供本发明使用的网络；以及

图12和13示出了本发明的电路。

具体实施方式

图1示出了本发明振荡器电路100的基本实施例。如图所示，振荡器电路100包括谐振器105，谐振器105并联连接到包括反馈网络的所谓串联至串联反馈放大器110的第一端口和第二端口1、2。在图1所示的示例中，放大器的第三端口和第四端口3、4用于连接到地115。

在本文的后面将示出谐振器105、放大器110和反馈网络的示例。如所指出的，当使用时，电路振荡器100经由串联至串联放大器110中的反馈网络的两个端口3、4适当地连接到地115。

如最初提到的，本发明的目的是获得具有改进相位噪声性能的振荡器电路。在放大器110中，这里表示为g_eff的所谓有效跨导是频率的函数，如下式给出的：

$g_{\mathrm{eff}}=\frac{g_m}{1+g_m{Z}_s\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(1\right)$

其中g_m是放大器的跨导，而Z_s(ω)是反馈网络的阻抗。应该注意，阻抗Z_s(ω)是复值，由阻抗值和相位值组成。

根据本发明，反馈网络的阻抗Z_s(ω)具有随频率ω增大的相位值，其使有效跨导g_eff具有作为频率ω的递减函数的相位值，见上式(1)。

本发明的反馈网络设计成使得放大器的g_eff的相位特性将类似于谐振器105的相位特性。如果谐振器105和放大器100看作一个环，则环增益G_loop(ω)由下式给出：

G_loop(ω)＝Z_t(ω)*g_eff(ω)       (2)

其中Z_t(ω)是谐振器105的所谓跨阻。例如，如果晶体管用作放大器110，则Z_t(ω)由下式给出：

Z_t(ω)＝V_gate/I_drain             (3)

其中V_gate和I_drain表示在晶体管栅极/基极(取决于使用的晶体管的种类)的AC电压和在晶体管的漏极/集电极(也取决于使用的晶体管的种类)的AC电流。

从式(2)可以看出，环增益的相位将是Z_t(ω)和g_eff(ω)的相位值的和，这里表示为Φ。

环增益G_loop(ω)的所谓相位斜率定义为下式的幅度：

$\left|\frac{\∂\mathrm{\φ}}{\∂\mathrm{\ω}}\right|---\left(4\right)$

从以上表达式得出，环增益的相位斜率在存在反馈网络时将增大，因为Z_t(ω)和g_eff(ω)的相位值都随本发明振荡器电路的操作频率的频率增大而下降。因此，振荡器电路100的与环增益的相位斜率成比例的相位噪声将下降。

图2示出了本发明振荡器电路200的一个实施例。类似于图1的元件已经在图2中保留了它们的附图标记。如图2所示，实施例200的放大器包括FET晶体管205，其中其漏极和栅极经由端口1和2与谐振器105连接成“环”，而FET 205的源极经由端口3和4通过反馈网络210连接到地115。

图3示出了本发明振荡器电路300的另一个实施例。类似于图1的元件已经在图3中保留了它们的附图标记。如图3所示，实施例300的放大器包括双极晶体管305，其中其基极和集电极与谐振器105连接成“环”，而晶体管305的发射极经由反馈网络210连接到地115。

下面将本发明的电路描述为在放大器中包括FET晶体管，但是应该指出，这只是作为示例：放大器同样也可包括双极晶体管。此外，还应该指出，图2和3中以及下文中所示的晶体管也只是串联至串联反馈放大器的示例；本领域技术人员众所周知的是，这种放大器可以用大量方式来设计，它们全都在本发明的范围内。

应该指出，图1-3的电路显示为所谓“简化的AC电路图”，即没有DC偏置，因为本领域的技术人员将知道如何向电路添加DC偏置。

现在转到本发明振荡器电路中所用的反馈网络，这种网络也可以用大量方式来设计，但下文将给出若干示例。如所提到的，本发明中所用的反馈网络的期望特性是反馈网络应该具有低阻抗值(即在预定义极限以下)以及随振荡器电路的操作频率增大的相位值，增大的速率在第二预定义极限以上。

虽然上面提到的阻抗值和相位值增大速率的极限是可在本发明范围内改变的设计参数，但是阻抗值应该在其下的预定义极限的适当示例是10欧姆，而相位值的增大速率应该在其上的预定义极限的适当示例是25度/GHz。

可用作诸如本发明电路中反馈网络的电路的一个示例是一端开路的四分之一波长传输线。图4示出了这种电路的作为频率函数的相位。如可看到的，在特定频率范围内，近似23-28GHz，电路的相位随频率快速增大。四分之一波长传输线的幅度或阻抗值可设计成使得它处于期望的低电平，例如在1-10欧姆范围内。

还可如何设计供本发明使用的反馈网络的另一个示例是通过组合电感器和电容器，例如串联连接的电感器和电容器电路，如图5a所示。这个电路的作为频率函数的相位行为在图6中显示为“1LC”。图5b示出了具有并联的两个(诸如图5a中所示的LC线路等)LC线路的电路，这是本发明中要使用的反馈网络的另一种可能性。图5b的电路的相位行为在图6中显示为“2LC”。

应该注意，两个(诸如图5a和5b的那些的)LC线路和四分之一波长传输线都具有谐振频率ω₀，在该谐振频率相位是0并且相位斜率处于最大，使得阻抗值最小。

本发明的振荡器电路可设计成具有固定振荡频率，或在特定范围内具有可调谐振荡频率。在固定频率振荡器电路的情况下，反馈网络的谐振频率ω₀应该实质上与振荡频率一致。在可调谐频率振荡器情况下，反馈网络的谐振频率ω₀应该实质上位于可调谐范围的中间，因为在这个频率，电路将使其相位噪声锐减。

作为图5a和5b中所示LC电路的备选，固定电容C(或在图5b中是它们之一或二者)可用变容二极管(例如所谓的片下高Q铁电变容二极管)代替。

图7中示出了反馈网络的另一备选，其示出了由电感器L1、L2和电容器C1、C2、C3组成的网络。这种网络实质上具有类似于图5b中示出的电路的功能，即，它基本上对应于两个并联LC线路。

作为本发明中要使用的反馈网络的又一个备选，可以使用多开关网络，如图8中象征性示出的。对于谐振器的频率的每个子范围，网络“网1-3”之一连接到谐振器，而其它网络与谐振器断开。图9a示出了具有三个此类网络N1、N2、N3的电路设计，其中每个网络是一对串联连接的电感器和电容器L1-C1、L2-C2、L3-C3，即具有分布在振荡器电路的整个频率范围上的不同的串联LC电路。

还如图8和9a所示，如果使用多个网络N1-N3，则还应该存在用于每个网络的开关S1-S3，以便随着振荡器电路的操作频率的改变，使每个网络能够连接到振荡器电路的其余部分，或与之断开。开关S1-S3的连接或断开例如可通过振荡器电路中(未示出的)控制元件执行。

图9b示出了图9a的三个网络N1、N2、N3中每个网络的作为频率ω的函数的相位其中对于每个网络示出了中心频率ω₁、ω₂、ω₃，其中ω_N定义为 ${\mathrm{\ω}}_N=1/\sqrt{L_N{C}_N}(i=\mathrm{1,2,3}...).$

应该指出，所提出的振荡器电路的反馈网络可在片上或片下实现。片下网络可构建在微波电路板上，并且由于较高Q因子而优于片上网络。

图10示出了本发明的振荡器电路10的示例，其中振荡器10的输出端显示为“Out”。振荡器电路10基于所谓的哈特利VCO，其中具有包括反馈网络91的放大器92。在图10的示例中，由两个电感器L₁和L₂以及变容二极管C组成谐振器，以及放大器92包括FET晶体管，其中谐振器连接在晶体管的栅极与漏极之间。在FET的源极，连接反馈网络91(两个并联LC电路)以便改进振荡器相位噪声性能。这还如图10所示，电路10包括分别用于FET的栅极和漏极的偏置输入Vb和Vc。

在另一个实施例中，如果图10实施例10的电感器L₁和L₂分别由电容器C₁和C₂代替，并且变容二极管C由电感器L代替，则将获得所谓的考比慈振荡器(VCO)。考比慈振荡器具有所谓的差分输出，基于这个原因存在图11中所示的两个输出端口，“Out+”和“Out-”，即振荡器11的输出信号的正输出端以及负输出端。图10所示的反馈网络91也可用在这种VCO(考比慈)中。

图11示出了本发明振荡器电路11的另一示例。振荡器电路11基于两个所谓的哈特利VCO，其中两个FET、Q1和Q2通过电感器L1和L’1经由它们的相应栅极彼此连接，其间布置有阻抗Z₁，其连接到用于基极偏置V_b的端口。

电路11中包括的两个哈特利VCO中的每个哈特利VCO还连接到反馈网络91、91’，在这个示例中该反馈网络包括从FET的源极到地彼此并联连接的两个串联LC电路。

总之，通过本发明获得了若干唯一的特征，诸如：

1.通过增强环增益的相位斜率实现了相位噪声降低以便处理片上谐振器的低Q问题。

2.反馈网络具有指定特征，即其阻抗的相位是频率的递增函数；幅度是小的。

3.反馈网络连接到源极/发射极(取决于使用FET还是双极晶体管)，并且谐振器连接在晶体管的栅极与漏极之间。由此，反馈网络和谐振器由晶体管分开。

4.对于固定频率振荡器，可使反馈网络的谐振频率等于振荡频率。

5.对于压控振荡器，可使用多种类型的反馈网络以便覆盖整个频率调谐范围，包括使用开关网络。

6.反馈网络可在片上或片下实现。如果它在微波电路板中实现(片下)，则它可经由接合线或倒装芯片组装工艺连接到片上VCO电路。

此外，通过本发明获得的其它优点是：

1.通过使用低Q谐振器改进相位噪声性能。

2.由于阻抗的小幅度，反馈网络将引起电路的DC功耗的非常小的增加。

3.由于谐振器和反馈网络被放大器(诸如例如晶体管)分开，因此通过网络的谐振器加负载被最小化，并且由此，反馈网络本身不会对谐振器的Q的退化起作用。

4.本发明允许在构建片上或片下反馈网络方面的灵活性。片下网络优于片上网络的优点在于高Q元件是可用的，并且将节省高成本芯片面积。在微波电路板上的实现是相当容易的。

5.本发明的振荡器可以用任何半导体技术(例如硅、GaAs)实现，并且可以用CMOS和FET以及用双极技术实现。

本发明不限于以上描述的和附图中示出的实施例示例，而是可以在所附权利要求书的范围内自由改变。

Claims (10)

1.一种振荡器电路(100,200,300,10,11)，包括与串联至串联反馈放大器(110,92)的第一端口(1)和第二端口(2)并联连接的谐振器(105)，其中所述串联至串联反馈放大器的第三端口(3)和第四端口(4)可连接到地，所述振荡器电路(100,200,300,10,11)其特征在于：所述串联至串联反馈放大器(110,92)包括反馈网络(210,91)，所述反馈网络(210,91)具有在特定第一预定义极限以下的绝对阻抗值和随所述振荡器电路(100,200,300,10,11)的操作频率增大的相位值，其中增大速率在第二预定义极限以上。

2.如权利要求1所述的振荡器电路(100,200,300,10,11)，其中所述反馈网络(210,91)的绝对阻抗值也随所述振荡器电路的操作频率改变，但在所述振荡器电路的操作频率内总是在所述第一预定义极限以下。

3.如权利要求2所述的振荡器电路(100,200,300,10,11)，其中所述绝对阻抗值的所述第一预定义极限是10欧姆，并且所述相位值的增大速率的第二预定义极限是25度/GHz。

4.如权利要求1-3中任一项所述的振荡器电路(100,200,300)，其中所述谐振器(105)具有固定振荡频率。

5.如权利要求4所述的振荡器电路(100,200,300,10,11)，其中所述反馈网络(210,91)具有实质上等于所述谐振器的振荡频率的谐振频率。

6.如权利要求1-3中任一项所述的振荡器电路(100,200,300,10,11)，其中所述谐振器具有在特定范围内可调谐的振荡频率。

7.如权利要求6所述的振荡器电路(100,200,300,10,11)，其中所述反馈网络(210,91)具有实质上位于所述谐振器的可调谐范围的中间的谐振频率。

8.如权利要求1-3、5和7中任一项所述的振荡器电路(100,200,300,10,11)，包括多个可开关网络(N1,N2,N3)。

9.如权利要求1-3、5和7中任一项所述的振荡器电路(100,200,10,11)，其中所述串联至串联放大器包括场效应晶体管FET。

10.如权利要求1-3、5和7中任一项所述的振荡器电路(100,300)，其中所述串联至串联放大器包括双极晶体管。