CN102379110A - 具有子信道中的码元时间频率映射的传送方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于将多载波调制器的输入处的、通过K个码元的块所交织的数据码元映射在子信道(SC)中的方法(1)，该子信道(SC)的尺寸等于被分布在一个或多个多载波码元上的相继的NSDC个载波，NSDC是K的因数。所述子信道的NSDC尺寸是基于子信道之间的码元的各个交织图案而预先确定(6)的。

Description

具有子信道中的码元时间频率映射的传送方法和装置

技术领域

本发明涉及电信领域。在此领域内，本发明更具体地涉及所谓的“数字”通信。虽然数字通信具体地包括无线通信，但是例如，它们还包括有线通信。通常将通信传送介质称作传送或传播信道，该传送或传播信道初始地作为对于经由空气的信道的指代，且通过扩展来指代任何信道。

本发明涉及用于在分布于一个或多个多载波码元上的子信道中对码元进行映射的技术，典型地为正交频分复用(OFDM)。这种技术一般利用例如正交频分多址(OFDMA)类型的多用户接入技术来实现。

背景技术

本发明更具体地应用于任何类型的多载波传送系统。图1示出了用于这种系统的在基带中描述的传统收发机系统SYS，其包括发射机EM和接收机RE。通过传播信道CH来将来自发射机的输出信号传递到接收机RE。传送系统包括纠错编码器CC、码元二进制编码器CBS、映射模块MT、和OFDM调制器。在传统的方式中，传送系统还包括用于在来自OFDM调制器的输出处插入保护间隔(未示出)的模块。接收机系统包括OFDM解调器、OFDM^-1(传统上，用于去除保护间隔的模块处于该OFDM^-1之前)、去映射模块MT^-1、均衡器模块EG、码元二进制解码器CBS^-1、和纠错解码器CC^-1。

借助于编码器CC而使用所谓的纠错码，来对来自源Sce的信息进行编码(可选地对所编码的数据进行截短，以便增加比特率)。然后，用于执行码元二进制编码的CBS调制器将该数据编入为数据码元Sd(正交幅度调制(QAM)、正交相移键控(QPSK)、......组元(cell))的形式。映射模块在到OFDM调制器的输入处对所述数据码元进行映射，该OFDM调制器用于生成OFDM码元Sm。可以将码元映射分解为要分段到子信道中的数据码元，并且分解为在一个或多个OFDM码元上在时间和/或频率中对所述子信道进行分散(scatter)。映射模块还可以将导频码元插入到每个子信道中或者插入到所述子信道中的一些子信道中，以便在接收时根据所接收的导频来执行OFDM均衡。导频码元的插入可以伴随有OFDM前同步码的插入。OFDM调制器借助于逆傅立叶变换来生成OFDM码元。

OFDM调制器包括与传送系统的即时频带的频率子划分对应的副载波的阵列。OFDM调制器对于与对应于OFDM调制器的副载波数目的尺寸NFFT的傅立叶变换的共轭傅立叶分量对应的副载波执行码元(保护载波所指定的数据、导频、空码元)的调制。

传送信道Ch也称作多径信道，并且通过数字滤波器的冲击响应h(t，τ)来代表，其中t代表时间变量，而τ代表在时刻t处与滤波器系数相关联的延迟变量。传送信道通过利用在由N_FFT个分量组成的OFDM多路复用(multiplex)上分解的转移信道函数的对应分量、而对向载波k分配的每个码元进行加权，来对多载波信号进行滤波。在接收时，它生成所述副载波在频率和时间域中的相关性。频率相关性影响副载波，而时间相关性诱发信道相干时间数量级的观察窗上的准恒定幅度的副载波。相干时间对应于为了确保代表了传送介质的信号相对于其时移版本的去相关所需的时间差的均值。

这两个相关性限制了判决电路在接收时的性能。在做出与所传送的数据码元有关的判决之后，并且在对所估计的传送比特进行解码之后，时间相关性带来误差突发。当环境缓慢变化并且是多径环境时，遇到这些效应。这具体地适用于如标准ECMA-368″High rate ultra-wideband PYH and MACstandard″，3^rd edition，December 2008所定义的超宽带系统，适用于专用于本地环形天线(radio loop)的无线电系统(标准IEEE 802.16e所定义的Wimax；用于固定和移动广播无线接入系统的空气接口；IEEE P802.16e/D12草案，2005年10月，标准ETSI EN 300 175-3 Digital enhanced cordlesstelecommunications(DECT)所定义的数字增强无绳电信(DECT)；公共接口(CI)；部分3：介质接入控制(MAC)层)；或者适用于xDSL类型的传送。

频率相关性同时地源自于用于产生滤波的多径效应，源自于多普勒效应，并且源自于带来正交多路复用的副载波之间的正交性损失的射频(RF)级的相位噪声。这具体地应用于所谓的超宽带短距离系统，并且应用于在毫米频带中定义的系统(诸如美国标准组织(American Standards Organization)IEEE802.15.3c所研究的那些系统)，并且同样应用于具有高移动性等级的4G无线电系统(高级LTE、Wi-Max)、或者专用于电离层无线电连接的特长距离系统(世界数字无线电(digital radio mondiale，DRM)系统、标准ETSI TS 101980)。

如图2所示，用于补救此两倍相关性的已知方法在于：实现对于二进制数据执行的传送上的二进制交织ETB，和/或实现对于数据码元Sd执行的码元交织ETS。

因而，将传送系统中的交织技术应用于数据，以便对所接收到的数据进行去相关，并且改善判决电路。

当交织应用于对比特进行编码、或者实际上对直接从源提取的比特进行编码(对于此情况，将其称作“加扰”)时，将该交织叫做是“二进制”交织。

当交织应用于向多载波调制器的副载波分配的复码元(QPSK、x-QAM、......)时，将交织叫做是“码元”交织或者通过载波来分配码元的方法。其尺寸一般等于每个多载波调制器的数据码元的数目N_SD，或者是N_SD的倍数。这种类型的交织出现在来自多载波调制器的上游。按照等效的方式，它通常指代载波或副载波交织。

可以作为系统的函数而按照不同的方式，来实现码元在到OFDM调制器的输入处的映射。

一般地，OFDM系统可以与接入技术相关联。具体地，OFDMA方法在于：向给定OFDM码元的载波分配数据码元，所述数据码元与不同用户或者不同数据码元组相关联。在这种情况下，一个或多个用户的数据码元的映射在于：在单独尺寸N_SDC的子信道中，对它们一起进行分组，并然后在于：按照使得在单个OFDM码元内对不同用户进行混合的这种方式，来在时间中且在频率中分布这些子信道。在图3中给出了此操作的图示，其中通过向每个子信道分配每个组的码元来构建所述子信道。如按照此方式所构建的子信道的数目对应于每个组的码元的数目(即，N_SC)，并且子信道的尺寸对应于所考虑的组的数目(即，N_SDC)。每个OFDM码元的子信道的数目取决于每个OFDM码元的数据码元的数目N_SD，并且取决于子信道的尺寸N_SDC。

图4、5、6和7所示的现有技术系统的实现涉及一种符合标准IEEE802.16e的系统。考虑到该标准的规范具有以下参考文献，即″Air interface forfixed and mobile broadband wireless access systems and Corrigendum 1″，IEEEP802.16e/IEEE Std 802.16e-2005-approved December 7，2005(2005年12月7日获批)，IEEE Std 802.16-2004/Cor 1-2005-approved November 8，2005(2005年11月8日获批)。通常将符合这个标准的系统称作“Wimax”系统。术语“Wimax”还涵盖了Hyperman标准。

标准IEEE 802.16e定义了已知为“OFDMA时隙S1_unit”的单独单元，其通过在一个或多个相继OFDMA码元上在时间中分布的一个或多个子信道所构成。频率单元对应于子信道的尺寸，N_SDC。此单独单元OFDMA时隙是最小单独传送单元，其对应于用于对应数据码元的给定调制和编码模式或方案(MCS)，该MCS取决于传送模式(上行路径；下行路径；子信道的完全使用(FUSC)，在该子信道的完全使用(FUSC)中，向发射机分配所有的子信道，其中将导频和然后的数据子信道插入到OFDMA帧中；子信道的部分使用(PUSC)，在该子信道的部分使用(PUSC)中，所分配的子信道的数目可以变化，其中将导频插入到所述子信道中，或者当数据在子信道中的映射之后对导频进行映射)。OFDMA时隙是用于针对给定传送模式来对数据进行分散、并可选地对导频进行分散(PUSC模式，其中将所述导频合并在OFDMA时隙中的固定位置中，这仅仅针对上行连接)的单独图案(pattern)。在时间频率域中对与给定码元调制和编码模式(MCS)对应的OFDMA时隙进行分布，以形成数据区域(Dr)块。因而，Dr块对应于二维的传送单元，其包括使用相同调制和编码方案(MCS)的多个OFDMA时隙。通过按照增加索引的顺序而在频率中且在时间中对不同Dr块进行分散，来形成由Nsymb个OFDMA码元(即，一个或多个码元)组成的单独OFDMA帧(Tre)，以便形成完整的OFDMA码元。用于形成OFDMA码元的Dr块可以对应于上行链路或下行链路中的不同传送模式(FUSC和PUSC)。针对上行信道并针对下行信道，在两个相异的部分之间共享整体帧。典型地，用于在接收时对该传播信道进行同步或估计的前同步码码元处于单独的OFDMA帧之前。

导频在OFDM多路复用上的分配可以处于子信道J(sc)的分布之前，如针对标准IEEE 802.16e的下行路径所适用的一样，或者它可以使用相对于OFDMA时隙而言是周期性的图案来将它合并到其中，如在标准IEEE 802.16e的PUSC模式中所适用的一样。

参考图4，在单独尺寸N_SDC的子信道中对来自CBS码元二进制编码模块或交织器ETS的数据码元Sd进行分段，所述子信道通过映射模块MT来在OFDMA时隙(S1_unit)中在时间中且在频率中进行分散。OFDMA时隙由在沿着时标的Nsymb0个相继OFDM码元上、且在沿着频标的尺寸N_SDC的子信道上在时间中分布的多个子信道组成。在由沿着频标的N′m个子信道和沿着时标的N′symb个OFDM码元所形成的Dr块中，通过映射模块MT来对与相同MCS调制和编码模式相关联的OFDMA时隙一起进行分组。N′symb是Nsymb0的倍数。在频率中对N个Dr块进行连续地分散，并然后在时间中对它们进行分散，以便使用映射模块MT来构建单独的OFDM帧Tre。单独的OFDM帧Tre由与N个Dr块对应的Nsymb个OFDM码元组成。N′m是每个OFDM码元的子信道的数目N_SC的因数，并且N′symb取决于所考虑的系统的传送模式。

下面，针对用于下行信道的FUSC模式来详细地描述该映射方法，并且将它示出在图5中。

可以通过来自不同组的码元来构成FUSC模式中的下行路径的子信道。因而，OFDMA时隙可以与多个组相关联。针对下行路径中的FUSC模式，在N_SC个数据码元的N_SDC个组中，对相邻的数据码元一起进行分组。子信道中的分段在于：在应用取决于每个OFDMA码元的数据码元的数目(即，取决于OFDM传送模式的傅立叶变换的尺寸)的关系时，向子信道分配来自每个不同组的数据码元。该子信道由来自每个组的N_SDC个数据码元组成。

因而，形成了N_SC个信道，其中N_SC对应于每个组的数据码元的数目。按照独立的方式来在OFDM帧(OFDM多路复用器)上对导频进行分散。用于向子信道分配数据码元的关系是二维关系，其中Sc是子信道的索引Sc＝{0，N_SC-1}，并且k是码元在子信道中的位置索引k＝{0，N_SDC-1}。针对子信道Sc中的位置k处的码元，关系L_{DL_FUSC}(k，s_c)提供了在由具有索引0到N_SDC×N_SC-1的N_SDC×N_SC个数据码元所形成的数据块中的、处于码元交织ETS方法中上游的码元的初始位置。索引s_c和k对应于该码元在索引s_c的子信道中的位置(Y(k，s_c)＝X(k′＝L_{DL_FUSC}(k，s_c))。

通过下式来给出用于在子信道中分配数据码元的关系：

$L_{\mathrm{DL}\_\mathrm{FUSC}}(k,s_c)=\mathrm{Nsc}\·n(k,s_c)+{\left[{\mathrm{Ps}}_c({\left[n(k,s_c)\right]}_{\mathrm{Nsc}}+\mathrm{DL}\_\mathrm{perm}\_\mathrm{base})\right]}_{N_{\mathrm{SC}}}$

$n(k,s_c)={[k+13\·s_c]}_{N_{\mathrm{SDC}}}$

k′＝L_{DL_FUSC}(k，s_c)，k′＝{0，....N_SDC×N_SC-1}，

k＝{0，N_SDC-1}，sc＝{0，N_SC-1}

Y(k，s_c)＝X(L_{DL_FUSC}(k，s_c))

其中，Ps_c(k)是与在尺寸N_SC的向量的形式中描述的尺寸N_SC的交织图案对应的双射关系，令k在范围0到N_SC-1之间变化。关系Ps_c在考虑索引s_c的情况下针对每个子信道而变化，并且是得自于被称作“DL_perm_base”的基本分配关系的s_c的左手环形旋转的结果。DL_perm_base是尺寸N_SC的向量，其用于使得索引k对应于初始码元的位置Ps_c(k)。

置换关系随着OFDM调制的傅立叶变换的尺寸而变化，并且其尺寸对应于每个OFDMA码元的子信道的数目。在附录A的表1中，针对傅立叶变换的不同尺寸而给出了用于FUSC模式的传送参数。子信道的尺寸是恒定的。相对于帧的尺寸、比特率、和OFDM码元组的尺寸来对它定尺寸，并且它与OFDM传送模式(FFT尺寸、比特率)无关。

图6示出了在应用用于尺寸等于2048的FFT的关系L_{DL_FUSC}(k，s_c)时、数据码元在子信道中的分配。纵坐标轴对应于OFDM码元中的数据码元的索引i_Sd。横坐标轴对应于用于给定子信道的码元的位置索引i_S/SC。此索引从零变换到N_SDC-1＝47。所述三条曲线对应于被标记为SC#i的三个不同的子信道。

因为等式L_{DL_FUSC}(k，s_c)，所以该分配方法比处于MT操作之前的矩阵交织更加复杂，该等式L_{DL_FUSC}(k，s_c)考虑到基础置换DL_perm_base，并且考虑到在该等式中使用以形成子信道的索引k和s_c。

此外，该方法在相邻信道之间提供了更好的数据离差(dispersion)，如图6和图11所示。

映射模块还可以将所分散的导频码元插入到每个子信道中，以使得能够基于所接收到的导频来在接收时执行OFDM均衡。所分散的导频码元的插入可以伴随有OFDM前同步码的插入。

然后，OFDM调制器通过考虑与OFDM码元相关联的N_SC个子信道的每个集合来对所映射的码元进行调制。

下面，针对Wi-Max标准(IEEE 802.16e)的PUSC模式来描述该映射方法，并且如图7所示。

将数据码元Sd分段到恒定尺寸的物理簇中，该恒定尺寸的物理簇在每个物理簇Clust_Phy中包含十二个数据码元和两个导频：物理簇具有14个副载波，其中12个是数据副载波，而两个是导频副载波。总共存在60个物理簇，并且FFT的尺寸是1024。

导频的位置取决于OFDMA码元在OFDMA时隙中的索引(偶数或者奇数)。在应用从0变化到N_cp-1的置换关系时，作为逻辑簇Clust_Log来重新分布这些物理簇，其中N_cp对应于簇的数目N_cp＝N_used/14＝N_SD/12并且包括N_cp个元素(RS序列)。簇的数目使得数据码元的总数Sd等于每个码元的数据码元的数目OFDM(N_SD)。其后，将这些逻辑簇分段到六个组G#0、......、G#5中，其能够取决于组索引是偶数还是奇数g＝{0，...5}来取得两个可能尺寸(6、4)。通过使用取决于组的尺寸并且取决于它们的索引(偶数或者奇数)的两个分配序列，来向子信道分配每个组的逻辑簇。每个子信道SC包含相同组的两个逻辑簇。生成逻辑簇与对物理簇进行交织相似。生成组与能够取得分段尺寸的两个可能值的预分段相似。逻辑簇在子信道中的分散等效于取决于逻辑簇的索引而应用的两个独立的交织关系，其后跟随有分段，使得每个子信道包含相同组的两个逻辑簇。交织关系应用于组内。所考虑的簇的数目和子信道的数目随着OFDM传送模式而变化，而簇的尺寸和子信道的尺寸与OFDM传送模式无关，如附录A中的表2所示。子信道的数目随着每个OFDMA码元的数据载波的数目而变化，该OFDMA码元的数据载波的数目自身取决于传送频带的尺寸并且取决于OFDM调制器的FFT的尺寸(2048、1024、512)。子信道的尺寸(24 Sd/SC)是恒定的，并且不是可以设置的参数。为了确定此子信道尺寸，对于与用于满足各种类型的纠错编码(turbo编码、卷积编码、编码效率)的纠错编码算法相关联的约束进行考虑。编码块

对应于一个或多个子信道。

在图8中描述并示出了现有技术系统的第二实施例。此系统的传送系统包括矩阵类型(N_L×Nc)＝(N_SDC×N_SC)的码元交织器ETS，其用来对来自映射模块MT上游的码元进行交织。

矩阵交织在于：在尺寸(N_L，N_c)的矩阵中逐行地写入数据，并且在于：逐列地读取数据。

交织器和映射模块的联合定尺寸、以及同样的矩阵类型交织的选择使得可能在被标记为SC#m的N_SC＝N_c个子信道之中分配被标记为G#n的N_SDC＝N_L个不同组的码元。矩阵的第i行对应于尺寸N_SC的组G#i，而尺寸N_SDC的矩阵的列j通过来自每个组的位置j中一个数据码元所构成。因而，码元在尺寸N_SDC的子信道中的分配是矩阵类型交织器的联合选择、将行的数目定尺寸为等于子信道的尺寸、将列的数目定尺寸为等于映射模块的子信道的数目、以及通过映射模块来在尺寸N_SDC的子信道之中对从交织器输出的码元进行分段的结果。通过交织器ETS和映射模块MT的联合实现来执行该分散。模块MT使用与矩阵的每列元素的数目对应的片段尺寸(N_SDC)来对从矩阵交织器输出的数据码元进行分段，从而形成N_SC个单独子信道SC#j，其每一个由来自N_SDC个不同组的N_SDC个数据码元所构成。列j的元素(即，Cj)对应于每个组G#的第j位置中的数据码元，并且它们描述子信道j的元素。然后，在频率中依序地对这些子信道SC#j进行分配，以形成与由单个OFDM码元和N_SC个子信道SC#0、......、SC#N_SC-1所形成的单独OFDM帧Tre一致的Dr块，如图9所示。映射模块还可以将导频码元插入到每个子信道中，以便基于所接收到的导频来在接收时执行OFDM均衡。所分散的导频码元的插入可以与插入OFDM前同步码相关联。这种类型的映射可以用于包括接入技术(例如，OFDMA)的多载波调制(典型地为OFDM)。与用户#i相关联的码元处于由与矩阵的行#i对应的#N_SC个数据码元组成的组G#i中。码元的N_SDC个组被连续地进行考虑，并且经受其后跟随有码元映射的矩阵交织。将在OFDM调制器的输入处映射的数据码元分段到由与N_SC个用户相关联的N_SDC个数据码元(独立数据组)组成的N_SC个子信道中，并且在频率中连续地对这些子信道进行分散。

因而，在现有技术所已知的技术中，将数据码元(可能地为所交织的数据码元)分段到尺寸N_SDC的N′m个子信道中，并且通过映射模块MT来在时间频率平面中对它们进行分散。时间频率平面中的分散可以在子信道的频率块内并然后沿着时间轴每个块地发生，如图9和图10a所示，亦或可以在子信道的时间频率块内并然后沿着时间和频率轴每个子信道块地发生，如图4和图10b所示。

与用于OFDM方法的基元频率传送单元对应的子信道的尺寸N_SDC取决于帧尺寸，并且取决于编码块的最小尺寸。当OFDM码元与多个用户u₁、u₂、......、u_n相关联时，或者例如当码元与相同用户相关联、但是对应于不同服务(VoIP、视频等)时，那么映射使得子信道包含来自相同用户的码元或者全部都对应于相同服务的码元、亦或与不同用户/服务相关联的码元。

在现有技术的系统中，子信道的尺寸N_SDC是恒定的，它不是可以设置的参数。

已知的码元映射技术具有减少乃至去除如码元交织器所引入的与码元之间的最小离差相关联的分集效应的缺点。以下情况可能发生，即块K中的交织码元之间的最小离差作为将交织码元映射到在时间中且在频率中分散的子信道中的结果而降低。这来自于以下事实，即子信道在时间频率平面中的分散可能导致先前被间隔开至少某一最小距离s的码元作为映射模块将它们如何于在时间中或在频率中相邻的子信道内进行定位的结果、而在交织之后移动得彼此更加接近。在图11中示出了在映射操作之后的这种离差减少，其对应于与图6所示的FUSC模式的模式相同的OFDM传送模式。

图11示出了在矩阵交织器M(N_SDC，N_SC)所交织的码元的映射之后、码元在子信道之中的分散，其中行的数目对应于子信道的尺寸N_SDC，而列的数目对应于子信道的数目N_SC。

图11b作为用于子信道的载波的索引i_p/SC的函数，而当在子信道SC#0和SC#9之中的映射之后向码元给出索引i_Sd，其中N_SDC＝48并且N_SC＝32。针对每个子信道，载波索引从0到N_SDC-1＝47取得其值。图11a是用于第一索引值的图11b的放大：将横坐标轴限于索引值零到四，从而显现出位于子信道SC#0和SC#9中相同位置处的码元之间的离差，并且观察出该值是十。在相邻子信道SC#0与SC#1之间，此值仅仅是一。在已知通过以下等式来给出矩阵交织关系的情况下，可以分析地计算出这些离差值：

$L_M\left(k\right)=E\left\{\frac{k}{N_{\mathrm{SDC}}}\right\}+N_{\mathrm{SC}}\·{\left[k\right]}_{N_{\mathrm{SDC}}}$

k＝{0，...，N_SDC-1}

通过以下等式来给出相邻子信道之间的离差：

${\mathrm{\&Delta;L}}_M\left(s\right)=\underset{k<N_{\mathrm{SDC}}}{\mathrm{Min}}|L_M(k+s)-L_M\left(k\right)|$

s＝N_SDC·m

因而，L_M(k)的第一项提供了相邻子信道之间的离差。在两个不同子信道中具有相同载波位置的两个码元呈现了等于这些子信道之间的索引变化的离差。

因而，矩阵交织使得可能在子信道内获得三十二的离差。然而，如果首先在时间中对子信道进行映射，则在时间中相邻的两个信道之间的离差至多是一。因而，矩阵交织和映射的这种配置减少乃至去除了交织器所引入的沿着时间轴的离差效应。

发明内容

本发明提出了一种用于对多载波调制器的输入处的交织数据码元进行映射的方法，该方法用来减弱映射对于先前通过对数据码元进行交织所给予的分集的负面影响。

因而，本发明提供了一种用于将多载波调制器的输入处的数据码元映射到子信道中的方法，该子信道的尺寸等于被分散到一个或多个多载波码元的N_SDC个相继载波，所述数据码元被在K个码元的块中进行交织，N_SDC是K的因数，使得作为子信道之间的码元交织图案分集的函数来确定所述子信道的尺寸N_SDC。

本发明还提供了一种用于实现本发明方法的映射模块。

因而，本发明的映射模块被适配用于将多载波调制器的输入处的数据码元映射到子信道中，该子信道的尺寸等于被分散在一个或多个多载波码元上的N_SDC个相继载波，所述数据码元被在K个码元的块中进行交织，其中N_SDC是K的因数。该模块还被适配为作为子信道之间的码元交织图案分集的函数来确定子信道尺寸。

在多载波传送中，在码元时间(时隙)中传送多载波码元，并且它占用带宽B。子信道一般对应于在多载波码元时间内对多个载波一起进行分组。子信道的尺寸对应于在子信道中被分组在一起的载波的数目。

在映射步骤期间，将来自交织步骤的码元分段到不同的子信道中，所述子信道自身被在时间中且在频率中进行分散。典型地，子信道包含来自给定用户的码元。因而，在多个用户的情况下，将来自不同用户的码元分段到不同的子信道中。在用于给定用户的不同服务的情况下，典型地将不同服务的相应码元分段到不同的子信道中。通过示例，这种分段使得可能通过向一个给定服务给出比另一给定服务更多的子信道(或者通过对于给定服务保留特定频率带宽)来区分服务之间的服务质量(QoS)。

通过测量在子信道中包含的码元的交织图案之间的差异，即通过测量码元索引在子信道中的分布之间的差异，来对码元交织图案在子信道之间的分集进行评估。可以将此测量限制到相邻的子信道，或者可以将它扩大到不相邻的子信道。

根据本发明的方法和装置解决了所造成的问题。当对子信道的尺寸进行定尺寸时，通过考虑在时间中、在频率中或者在时间和频率两者中(即，分别地，在用于给定频带的多个多载波码元之间，在给定多载波码元内，或者在多个多载波码元之间)分配的子信道上的交织码元的映射，可能远离于带来码元交织图案在相邻的子信道之间或者在(其取决于实现而在较大或较小程度上被间隔开的)不相邻的子信道之间重复的潜在值。本发明的方法在到多载波调制器的输入处提供了最大分集。按照特别有益的方式，因而，本发明的方法使得可能在子信道具有本发明针对所考虑的交织关系L(k)所确定的尺寸的唯一情况下，按照任何方式来在时间频率平面中对子信道进行分散，同时确保图案的最大时间频率分集。此外，通过经由交织图案的分集以及子信道内码元之间的最大离差而提供交织与映射的最优组合，本发明的方法使得可能实现最大的时间频率分集，由此使得系统的容量最大化，并且这可以与用户的数目无关地完成。最优地，实现最大时间频率分集对抗了由传送信道引入的相关性效应。结果，本发明的方法使得可能改善如由源自于用于构成映射和码元交织处理的相应逆处理的去映射和去交织处理的二进制误差率所评估的接收性能，由此使得可能通过将信道所引入的干扰散布在时间频率平面中(这带来了传送码元的去相关)来减弱它们。

典型地，可以通过针对不同子信道尺寸而比较相邻子信道之间的交织图案差异，并且通过选择差异最为明显(即，分集最大)的尺寸，来确定子信道的尺寸。

在具体实现中，用于对多载波调制器的输入处的交织数据码元进行映射的本发明方法使得针对被间隔开至多一个子信道的子信道组来对子信道之间的该码元交织图案分集进行评估。

此实现用来通过针对给定子信道而限制图案比较来限制对分集进行评估的操作。当针对给定子信道而对图案进行比较时、考虑到相邻的信道并且考虑到远离给定子信道的子信道的实现可以具体地被适配到伪周期性交织关系，即数学表达式包括模运算符的关系。具体地，对间隔开最多一个子信道的三个子信道上的分集进行评估用来去除与伪周期对应的尺寸值。

在具体的实现中，用于对多载波调制器的输入处的交织数据码元进行映射的本发明方法使得所述组由相邻子信道的对组成。

此实现具体地被适配到不是伪周期性的交织关系，例如数学表达式不包括模运算符的关系。

在具体的实现中，用于对在到多载波调制器的输入处的交织数据码元进行映射的本发明方法包括：

·第一步骤，针对给定交织关系L(k)，作为所交织码元(Y(k+s)，Y(k))之间的差s的函数来计算代表了输入码元(X(L(k)))之间的最小距离的离差函数ΔL(s)；

·第二步骤，预先选择离差值满足幅度准则的不同值s′，该s′是K的因数；以及

·第三步骤，针对预先选择的差s′的不同值来对子信道之间的几何分集进行评估，所述子信道的尺寸N_SDC被确定为等于该几何分集处于最大的预先选择的差值s′中的一个。

在此实现中，该方法在应用用于在应用给定关系时交织的数据码元之间的离差的准则时，在第一步骤期间在频率平面中对分集进行评估，并然后，在第三步骤期间，在应用几何分集准则时对交织图案分集进行评估。接连地执行这些步骤用来将在第三步骤期间执行的计算量限制到对于仅仅用于与如在第二步骤期间所选择的差值s′对应的子信道的潜在尺寸值进行计算。交织关系可以被最初地预先确定，或者它可以对应于从交织关系的列表中做出选择。在这种情况下，可以针对每个关系来重复所述步骤。该方法可以通过选择用于给出最佳离差值的关系来在第一步骤的结尾处、或者可以通过选择用于给出最佳几何分集值的关系来在第三步骤的结尾处，选择所述关系之一。在此实现中，该方法经由子信道内码元之间的最大离差和交织图案的分集，来提供交织和映射的最优组合。这种实现使得可能得到最大的时间频率分集。

在具体的实现中，用于对在到多载波调制器的输入处的交织数据码元进行映射的本发明方法使得K等于多载波码元的尺寸。

等于多载波码元的尺寸的交织深度K的选择用来使等待时间最小化，该等待时间减慢了接收时的处理。

在具体的实现中，用于对多载波调制器的输入处的交织数据码元进行映射的本发明方法使得K是多载波码元的尺寸的倍数。

选择作为多载波码元尺寸的倍数的交织深度K用来增加该交织所引入的分集的效应。

以上各种实现可以与这些实现中的一个或多个进行组合，以便定义其他实现。

本发明还提供了一种传送方法，该传送方法被适配之处在于：它包括本发明的映射方法。

本发明还提供了一种电信发射机，被适配为实现本发明的方法。

因而，本发明的电信发射机包括在用于生成数据码元的调制器和用于生成多载波码元的多载波调制器之间的、用于对K个数据码元的块进行交织的交织器、和本发明的映射模块。

本发明还提供了一种电信系统，被适配为实现本发明的方法。

因而，本发明的电信系统包括具有以上适配的发射机、和接收机。

附图说明

根据参考作为非限制性示例而给出的附图所进行的以下描述，本发明的其他特性和优点显露。

图1示出了用于现有技术系统的在基带中描述的传统收发机系统SYS。

图2示出了用于现有技术系统的在基带中描述的、包括对于二进制数据执行的交织ETB和对于数据码元Sd执行的交织ETS的传统收发机系统SYS。

图3是现有技术的映射技术的图，其在于：将来自每个用户组的不同码元分散到每个子信道，并且在于：按照使得在给定OFDM码元内对不同用户进行混合的这种方式来在时间中且在频率中对子信道进行分布。

图4、5、6和7涉及符合标准IEEE 802.16e的现有技术系统。

图4是映射方法的图。

图5是针对用于下行路径的FUSC模式的映射方法的详细图。

图6示出了在应用针对用于尺寸等于2048的FFT的FUSC模式的关系L_{DL_FUSC(k，sc)}时、数据码元在子信道中的分散。

图7是Wi-Max标准(IEEE 802.16e)中的用于PUSC模式的映射方法的详细图。

图8示出了涉及具有矩阵类型码元交织器ETS的系统的现有技术映射方法的另一实现。

图9是示出了码元在时间频率平面中的分配的图8映射方法的图。

图10是其后跟随有映射模块MT的交织器ETS的图，其中使用图10a的映射模块来在频率中并然后在时间中对子信道进行分配，或者其中使用图10b的映射模块来在时间中并然后在频率中对子信道进行分布。

图11示出了在对应于与图6所示的FUSC模式的传送模式相同的OFDM传送模式的现有技术方法中的、在矩阵交织器所交织的码元的映射之后、在子信道之中码元的时间频率平面中的分配，其中行的数目对应于子信道的尺寸N_SDC，而列的数目对应于子信道的数目N_SC，图11示出了在映射处理之后如何减少离差。

图12示出了于在时间中连续的三个相邻子信道上使用现有技术turbo类型的尺寸K＝N_SD＝736的块交织关系所交织的数据码元的分散，此图示出了映射对于码元的负面效应。

图13是示出了用于实现本发明映射方法的、在基带中描述的并且根据本发明所适配的传送系统SYSa的示例的框图。

图14是根据本发明映射方法的、用于对输入到OFDM调制器的数据码元进行映射的、根据本发明所适配的映射模块MTa的图。

图15示出了当使用本发明的映射方法时、码元在时间中彼此连续的三个相邻子信道上的分散，此图示出了在所交织的数据码元上的映射效应。

图16示出了借助于编入到两倍求和等式的形式中的几何分集准则所执行的、在子信道之间交织图案的分集的量化，该两倍求和等式与索引j和l有关，其中其效应通过三个箭头来代表。

图17是示出了用于使用turbo交织关系所获得的不同s值的离差ΔL(s)的曲线，其中中间ME的值和调和平均MH的值位于其上。

图18和图12对应于相对于分别令s′＝16(其给出子信道的数目N_SC＝46)、和令s′＝32(其给出子信道的数目N_SC＝23)的曲线17的选择。s′＝16和s′＝32导致了比调和平均MH更低的离差ΔL(s)，并且可以清楚地看出码元交织图案在子信道之间没有呈现出分集。

图19和图15对应于相对于分别令s′＝46(给出子信道的数目N_SC＝16)、和令s′＝23(给出子信道的数目N_SC＝32)的曲线17的选择。s′＝23和s′＝46导致了比调和平均MH更大的离差ΔL(s)，并且可以清楚地看出码元交织图案在子信道之间呈现出分集。

具体实施方式

图13示出了本领域技术人员所已知的OFDM类型传送系统SYS。使用编码器CC来对来自源Sce的信息进行编码。然后，调制器CBS将该数据编入为数据码元(QAM、QPSK、......组元)的形式。交织器ETS对所述数据码元进行交织。映射模块将所交织的数据码元分段到单独尺寸N_SDC的子信道中，并且使得它们平行，以在时间中且在频率中分散到OFDM调制器的输入。OFDM调制器根据向其输入的映射数据码元来计算出OFDM码元。

典型地，由系统SYS的发射机EM所实现的用于传送多载波信号的已知方法包括：

·调制器CBS生成(数据)码元的调制步骤；

·交织器ETS使用关系L(k)来对K个(数据)码元的块进行交织的步骤；

·在应用关系J(k)时、用于将所交织的(数据)码元映射到子信道中的模块所执行的映射步骤，所述子信道的尺寸等于在一个或多个OFDM码元上分散的N_SDC个相继载波，N_SDC是K的因数；以及

·OFDM调制器生成OFDM码元的OFDM调制步骤。

K是每个OFDM/OFDMA码元的数据码元数目的倍数。

当映射步骤考虑到用户时，或者更一般地当映射步骤在可能具有不同起源的(即，来自不同服务的)码元组之间进行区分时，将该传送方法叫做是OFDMA类型的。

图12示出了当使用现有技术的OFDMA方法时、映射对于所交织的数据码元的负面效应。OFDMA方法将与不同用户(或不同起源，例如，不同服务)相关联的数据码元分散到给定OFDM码元的载波。在单独尺寸N_SDC的子信道之中对来自一个或多个用户的数据码元进行分配。然后，在频率中对这些子信道进行分散，从而在包括N_SD个数据码元的给定OFDM码元内、并且在OFDM码元之中在时间中，对不同用户进行混合。图12作为用于子信道的码元的索引i_p/SC的函数，而给出了当在子信道SC#0、SC#1和SC#2之中的映射之后的码元的索引i_Sd，其中

并且N_SC＝23。图12示出了码元在时间中连续的三个相邻子信道SC#0、SC#1和SC#2之中的分散。由于所述三个子信道占用了相同的副载波，所以在图12中这些分散叠置。图12涉及利用参数(p′，q′，j′)＝{4，2，2}、而在应用如PCT专利申请第2006/072694号所描述的turbo类型交织关系时、与尺寸K＝N_SD＝736的块进行交织，其后跟随有针对每个用户u而在尺寸

的子信道之中进行映射。针对每个用户u，此一系列的交织和映射带来相邻子信道SC#0和SC#1之中的、以及同样的相邻子信道SC#1和SC#2之中的分散图案相似性。如果如图10b所示地沿着时标对这些子信道进行分散，并且如果传播信道变化很小，则在接收时解码器的性能受到以下事实的限制，即将交织图案在这些相邻子信道之间进行重复的事实。

与已知技术不同，本发明使得能够将时间和/或频率分集引入到传播信道中，这对于解码器模块在接收时是有益的，并且它通过确保在相邻子信道之中的交织图案之间存在差异来这么做。在频率中，无法得益于传播信道的自然频率选择性的概述较低。

图13是用于实现本发明映射方法的、根据本发明所适配的传送系统SYSa的示例的框图。

根据本发明来对传送系统SYSa进行适配之处在于：它包括根据本发明所适配的发射机EMa，用于作为码元交织图案在子信道之间的分集的函数来确定子信道的尺寸。对发射机进行适配之处在于：将映射模块MTa适配为在等于在一个或多个多载波码元上分散的N_SDC个相继载波的尺寸的子信道上对所交织的码元进行映射，其中N_SDC是K的因数，并且是由映射模块MTa作为码元交织图案在子信道之间的分集的函数来确定的。

图14是在应用本发明的映射方法1时、用于对输入到OFDM调制器的数据码元进行映射的、根据本发明所适配的映射模块MTa的图。映射模块MTa在2处对在尺寸N_SDC的N′m个子信道中交织的数据码Sd进行分段，并且在3、4处在时间频率平面中对所述子信道进行分散。映射模块还可以在5处将导频插入到每个子信道中，或者插入到在所确定的位置处的一些子信道中，以便使得能够基于所接收到的导频来在接收时执行OFDM均衡。导频的插入可以与在5处前同步码的插入相关联。映射模块MTa在6处作为码元交织图案在子信道之间的分集的函数，来确定所述子信道的尺寸N_SDC。

图15示出了当使用本发明的映射方法时、映射对于所交织的数据码元的效应。图15示出了码元在时间上连续的三个相邻子信道中的分散。由于所述三个子信道占用了相同的副载波，所以在图15中这些分散叠置。根据本发明的映射的效应带来交织图案在相邻子信道之间的差异。为了确保在相邻子信道之间存在图案的差异，本发明的映射方法通过考虑子信道之间的码元交织分集，来确定用于子信道的尺寸N_SDC。在此示例中，所确定的尺寸等于 $N_{\mathrm{SDC}}^{\left(u\right)}=23.$

为了确定子信道的尺寸N_SDC，方法1在优选实现中包括多个步骤，如图14所示。这些步骤发生于在现场可编程门阵列(FPGA)中、在微处理器中、或在任何等同计算部件中实现的计算模块中。取决于该实现，这些步骤可以完全或部分并行地发生。

在第一步骤7中，该方法确定离差函数ΔL(s)＝Min_k|L(k)-L(k+s)|的值。离差函数ΔL(s)代表作为所交织码元(Y(k+s)，Y(k))之间的距离s的函数的、交织器的输入数据码元(X(L(k+s))，X(L(k)))之间的最小距离，其中s在范围1到K之间变化。针对给定交织关系L(k)来确定此离差函数。

用于尺寸K的块的交织关系L(k)给出以下规则，其中应该在输出处读取由K个数据码元所形成的输入序列，所述K个数据码元具有在范围0到K-1之间变化的索引k。设X(k)是向具有交织关系L(k)的交织器输入的数据码元的序列。设Y(k)是处于来自交织器出口处的数据元素的序列。那么，Y(k)＝X(L(k))：具有位置索引k-1的所交织序列的第k数据元素Y对应于输入序列X(0)，...，X(K-1)的索引L(k-1)的数据元素X。交织关系L(k)是从空间S＝{0，...，K-1}中取得其值的双射函数。将离差定义为当在与两个输入数据元素X(k)和X(k+s)相关联的两个位置索引之间进行交织之后的最小距离，所述两个输入数据元素X(k)和X(k+s)被s-1个数据元素分开。通过关系ΔL(s)＝Min_k.k∈S|L(k+s)-L(k)|来给出离差函数，令s在范围1到K之间变化。函数|x|提供了x的绝对值。

在其中K等于多载波码元的尺寸N_SD的实施例中，该方法将离差函数的计算限制到在范围1到K/2之间变化的s。子信道的尺寸最多等于多载波码元的尺寸的一半，从而能够执行码元到在时间中和/或在频率中分散的子信道中的映射。当K是多载波码元的尺寸的倍数时，那么该方法可以将离差函数的计算限制到在范围1到N_SD/2之间变化的s，其中N_SD是每个多载波码元的数据码元的数目。最终，无论K等于N_SD还是等于N_SD的倍数，该方法都可以将离差函数的计算限制到在范围1到N_SD/2之间变化的s。

在第二步骤8中，该方法预先选择离差值满足幅度准则的作为K的因数的s的值。

在第一实现中，该幅度准则对应于离差中的相对最大值。等于与这些相对最大值对应的横坐标轴值的所预先选择的值s′对应于可以针对所述子信道所设想的不同尺寸。该方法例如通过使用模函数来确定K的因数s的值：K的因数的集合等于[K]_s＝0的s的值的集合。将这些值写作s′。针对s′的这些各个值，该方法确定离差函数的导数的值。如果该值是零，则离差函数呈现出用于所考虑的s′的值的相对最大值。

在第二实现中，该幅度准则对应于阈值：该方法预先选择离差超出阈值S的作为K的因数的s的值。此阈值S可以对应于对于N_SD/2个采样(多载波码元的尺寸的一半，从而能够对至少两个子信道进行考虑)所计算的离差的调和平均MH。该调和平均MH等于观察的倒数的算数平均的倒数：

$\frac{1}{\mathrm{MH}}=\frac{1}{N}\underset{s=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{1}{{\left|\mathrm{\&Delta;L}\left(s\right)\right|}^2}$

其中，N＝N_SD/2。可以使用分析计算来设置此阈值S，可以任意地设置它，或者它可以取得参数的值。

在第三步骤9中，该方法对用于各个预先选择的差值s′的几何分集进行评估。

在一个实现中，该方法通过计算ΔL_DM(s′)，来对用于给定差值s′的几何分集进行评估，该ΔL_DM(s′)是按照在s的几个值上平均的离差的形式来对交织关系的几何分集进行量化的函数。此函数通过以下关系来定义：

${\mathrm{\&Delta;L}}_{\mathrm{DM}}\left(s^{\&prime;}\right)=\underset{k}{\mathrm{Median}}\left\{\frac{\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{sc}}^0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{(N_{\mathrm{sc}}^0-1)}\left(\frac{\underset{l=0}{\overset{s^{\&prime;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}|L(k+j\&CenterDot;s^{\&prime;})-L(k+l)|}{s^{\&prime;}}\right)\right\}$

其中，Median是用于计算通过使得k从0变换到K/s′-1所获得的值的集合的中间值的函数。

索引j用来在计算平均离差时合并多个子信道。如果将j设置为零，则ΔL_DM(s)提供了一个子信道内的平均离差，而与子信道的索引无关。通过下式来给出此参数：

${\mathrm{\&Delta;L}}_{\mathrm{DM}}^{\mathrm{int}}\left(s^{\&prime;}\right)=\underset{k}{\mathrm{Median}}\left\{\frac{1}{s^{\&prime;}}\underset{l=0}{\overset{s^{\&prime;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\right|L\left(k\right)-L(k+l)\left|\right\}$

如果将索引l设置为零，则ΔL_DM通过考虑每个子信道内的相同位置而提供子信道之间的平均离差。通过下式来给出此参数：

${\mathrm{\&Delta;L}}_{\mathrm{DM}}^{S_c^0}\left(s^{\&prime;}\right)=\underset{k}{\mathrm{Median}}\left\{\frac{\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{sc}}^0}{\mathrm{\&Sigma;}}}|L(k+j\&CenterDot;s^{\&prime;})-L\left(k\right)|}{N_{\mathrm{sc}}^0}\right\}$

在具体实现中，该方法对四个相邻信道进行考虑，以用于执行此计算，由此将j的最大值限制为

更大的值并不使得能够对图案分集进行考虑，这是由于该平均没有考虑子信道数量级的概念。如果j和l同时变化，则ΔL_DM(s)提供子信道之间的整体离差，该整体离差合并了在每个子信道内的本征平均离差和在

个子信道之间的平均离差。对子信道之间的所有可能位置进行考虑，以便对图案分集离差进行量化。

当不同地量化几何分集时，可以按照等效的方式来对几何分集进行评估。例如，针对每个所预先选择的值s′，可以将评估限制为：在m个首先交织的码元的子信道之间进行比较(其中，与s′相比，m小，例如，四、五、十......)，以确定每个子信道的首先交织的码元的最小索引；将包括具有最小索引的交织码元的子信道取作参考；从考虑到来自其他子信道的交织码元的每个索引中减去最小索引的值；或者针对子信道中的给定位置值k，来确定参考子信道的交织码元相对于其他子信道的交织码元的索引的索引差。

在第四步骤10中，该方法通过从所预先选择的差值s′之中选择几何分集处于最大的s′的一个值，来确定子信道的尺寸N_SDC。

所选择的s′值导致了子信道之间的交织图案分集。通过使得用于ΔL(s＝s′)的离差最大化、并且同样使得相邻或者例如间隔开至多三个子信道的多个子信道之间的几何图案分集最大化，来确保此分集，如使用参数ΔL_DM(s＝s′)所评估的一样。

此选择取决于该交织关系，并且它导致具有子信道的最大时间频率分集数量级的子信道的最优分散。此分集数量级仅仅取决于交织关系L(k)，并且取决于子信道的尺寸

下面，参考图12、15、17、18和19的曲线，并且参考利用用于实现本发明这种方法的OFDM收发机系统所获得的图22和23的曲线，来描述本发明方法的两个实现。

第一实现涉及交织器ETS实现turbo结构的交织关系L(k)的系统SYSa，如在上述PCT专利申请第2006/072694号中描述的一样。

交织关系L(k)在来自交织(y(k)＝x(L(k)))上游的输入序列中的位置k处提供输出码元的位置。

将关系#1写作

它取决于与对基础算法I进行迭代对应的三个整数参数(p，q，j)，并且取决于交织块尺寸K。

通过以下等式来描述：

$L_{\mathrm{TL}}\left(k\right)=I_{p,q}^{\left(j\right)}\left(k\right)={[K-p+k+q\&CenterDot;p\&CenterDot;{[-k-p\&CenterDot;I_{p,q}^{(j-1)}\left(k\right)]}_K]}_K$

j＝1→L_TL(k)＝I_p，q(k)＝[K-p+k+q·p·[-k-p·k]_K]_K

k＝{0，....，K-1}，j＞0

按照以下形式来表达与被s-1个采样分开的所交织采样的位置索引之间的最小距离对应的交织算法L(k)的离差：

ΔL(s)＝Median|L(k)-L(k+s)|，即

ΔL(s)＝Min_k{|L(k+s)-L(k)|，K-|L(k+s)-L(k)|}

ΔL(s)＝Median{|L(k+s)-L(k)|}

针对算法TL，当k的所有值已经在范围0到K-1上扫描时，通过对于等式(3)的中间值进行考虑来代数地计算该离差。

$L_{\mathrm{TL}}\left(k\right)=I_{p,q}^{\left(j\right)}\left(k\right)={[K-p+k+q\&CenterDot;p\&CenterDot;I_{p,q}^{(j-1)}\left(k\right)]}_{K}k=\{0,....,K-1\}$

$L_{\mathrm{TL}}(k+s)=I_{p,q}^{\left(j\right)}(k+s)={[K-p+k+s+q\&CenterDot;p\&CenterDot;I_{p,q}^{(j-1)}(k+s)]}_K$

P_j，p，q(k，s)＝L_TL(k+s)-L_TL(k)

P_j，p，q(k，s)＝s-[q·p·(s+p·P_j-1，p，q(k，s))]_K(j＞1)

${\mathrm{\&Delta;L}}_{\mathrm{TL}}\left(s\right)=\underset{0\&le;k\&le;K-1}{\mathrm{Min}}\left\{\right|P_{j,p,q}(k,s)|,K-|P_{j,p,q}(k,s)\left|\right\}$

${\mathrm{\&Delta;L}}_{\mathrm{TL}}\left(s\right)=\underset{0\&le;k\&le;K-1}{\mathrm{Min}}\left\{\begin{array}{c}|s-{[q\&CenterDot;p(s+p\&CenterDot;P_{j-1,p,q}(,s))]}_K|\\ ,K-|s-{[q\&CenterDot;p\&CenterDot;(s+p\&CenterDot;P_{j-1,p,q}(k,s))]}_K|\end{array}\right\}$

j＝1

P_1，p，q(k，s)＝s-[q·p·s(p+1)]_K

${\mathrm{\&Delta;L}}_{\mathrm{TL}}\left(s\right)=\underset{0\&le;k\&le;K-1}{\mathrm{Min}}\left\{\right|{[s-q\&CenterDot;p\&CenterDot;s(1+p)]}_K|,K-|{[s-q\&CenterDot;p\&CenterDot;s(1+p)]}_K\left|\right\}$

该交织关系应用于尺寸K＝N_SD＝736的块。通过选择参数{p′，q′，j′}＝{4，2，2}来对它进行优化，这向s的小值提供了优化的离差。

图17示出了用于s的不同值的离差ΔL(s)。呈现出比在K/2个采样上计算的离差的调和平均MH更大的离差ΔL(s)的、作为K的因数的s的值(即，[K]_s＝0)是可以针对子信道尺寸

进行考虑的值，并且在图17中利用环形来表示它们。在图17中，针对如在K/2个采样上所计算的离差，可以将调和平均MH(＝56)看作实线，而将中间值ME(＝183)看作虚线。

物理层(PHY)中的仿真示出了：与用于所考虑的系统配置的中间值ME相比，调和均值MH是更加适合用于选择子信道的尺寸的参数。通过考虑导致小离差的s的两个值(s′＝16，32)和导致最大离差的s的两个值(s′＝8，46)来更加精确地示出该方法。

如果ΔL(s)小于调和均值MH，则观察到没有子信道之间的分集的码元交织图案，在子信道之中图案之间的相似性大，如图18和12所示，所述图18和12分别对应于选择用于给出子信道数目N_SC＝46的s′＝16、以及选择用于给出子信道数目N_SC＝23的s′＝32。

如果ΔL(s)大于调和均值MH，则观察到具有子信道之间的分集的码元交织图案，子信道之间的图案差异大，如图15和19所示，所述图15和19分别对应于选择用于给出子信道数目N_SC＝32的s′＝23、以及选择用于给出子信道数目N_SC＝16的s′＝46。

比MH更大的子信道尺寸N_SDC提供了等效的相似性能，而阈值MH之下的值导致了性能上的劣化，这是由于它导致在二进制误码率(BER)方面的性能变化。附录A中的表3与关系#1相关联地给出用于s′的以上四个值(即，16、23、32和46)的离差参数。

将值s预先选择为等于八导致了在子信道一和三之间一致的图案。结果，该方法不但可以在两个相邻的子信道之间、而且可以在分开一个子信道的(或者实际上分开多于一个子信道的)两个子信道之间对交织图案分集进行评估，以便针对s′留出预先选择的值，该值满足用于离差的幅度准则，满足用于相邻子信道之间的几何分集的准则，但是不满足用于分开一个子信道的子信道之间的几何分集的准则。

第二示例涉及系统SYSa，对于该系统SYSa，交织器ETS实现根据如在S.Crozier等人的文章″High-performance low-memory interleaver banks forturbo-codes″，IEEE VTC FALL 2001，Vol.1 of 4，conf.54 October 7，2001，pp.2394-2398，XP010562400，ISBN：0-7803-7005-8中所描述的Crozier算法所推导出的交织关系RP。

Crozier法则使得参数p_c是提供用于(在这里称作载波分配关系的)交织关系的s＝1的离差的参数。分散图案使得最大离差明确地取决于s的值。

通过以下等式来给出该交织关系L_RP(k)：

L_RP(k)＝[s_c+k·p_c]_K   k＝{0，....，K-1}

|L_RP(k+1)-L_RP(k)|＝p_c

操作[X]_K对应于向X应用的模K运算，即：

${\left[X\right]}_K=X-E\left(\frac{X}{K}\right)\&CenterDot;K$

通过以下等式来给出离差ΔL_RP(s)：

L_RP(k)＝[s_c+k·p_c]_K  k＝{0，....，K-1}

|L_RP(k+s)-L_RP(k)|＝|[p_c·s]_K|

ΔL_RP(s)＝Min{|[p_c·s]_K|，K-|[p_c·s]_K|}

附录A中的表4提供了用于关系#2的离差参数的值：

·用于s＝N_SDC的特殊值的离差ΔL_RP(s)；

·平均子信道内离差对应于针对在范围0到N_SDC-1之间变化的s的值所计算的离差的平均；

·平均信道间离差对应于用于信道之间给定位置索引的四个子信道之间的离差；以及

·如上所述的几何分集离差。

在图20和图21中示出了离差ΔL_RP(s)。值s＝23是作为用于在子信道之间提供充足离差的信道尺寸所选择的值。

可以通过各种部件来实现本发明的方法。例如，可以按照硬件形式、按照软件形式、或者通过两者的组合来实现该方法。

针对硬件实现，可以将发射机处的用于执行各种步骤的映射模块合并到一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、FPGA、控制器、微控制器、微处理器、或者为了执行上述方法的步骤所设计的任何其他电子组件中。这也适用于发射机的各个模块，具体地，适用于调制器、频率交织器和多载波调制器。

在软件实现中，可以通过用于执行上述步骤的模块来实现映射方法的一些或所有步骤。可以将软件代码存储在存储器中，并且通过处理器来执行。存储器可以形成处理器的一部分，或者可以在处理器的外部，并且通过本领域技术人员已知的手段而与之耦接。

结果，本发明还提供了一种计算机程序，具体地，一种被适配为实现本发明的在信息介质或存储器上或中的计算机程序。该程序可以利用任何编程语言，并可以处于源代码、目标代码或介于源代码与目标代码之间的中间代码的形式(诸如，部分编译形式)中、或处于期望用于实现根据本发明方法的任何其他形式中。

该信息介质可以是能够存储该程序的任何实体或装置。例如，该介质可以包括存储部件(诸如，只读存储器(ROM)，例如致密盘(CD)ROM、或微电子电路ROM、电可擦除可编程ROM(EEPROM))、随机存取存储器(RAM)、或实际上的磁记录部件(例如，软盘或硬盘)。替换地，该信息介质可以是其中合并了该程序的集成电路，该电路被适配为执行所涉及的方法或在执行所涉及的方法中进行使用。

此外，该信息介质可以是适合于经由电缆或光缆、通过无线电、或通过其他手段而传递的、诸如电信号或光信号之类的可传送介质。具体地，可以从因特网类型的网络中下载本发明的程序。

在优选实现中，通过在电子电路中合并的传送程序的指令来确定该映射方法的步骤，该电子电路为诸如其自身适合于被安排在诸如基站的发射机之类的电子装置(诸如，任何无线网络设备、或适合于经由基站来与无线网络进行通信的站(诸如，移动终端))中的芯片。也可以当将该程序加载到诸如处理器或等同物(然后通过该程序的执行来控制其操作)之类的计算元件中时，实现本发明的映射方法。

附录A

表1

表2

表3

表4

Claims (11)

1.一种用于将多载波调制器的输入处的数据码元映射到子信道(SC)中的方法(1)，该子信道(SC)的尺寸等于被分散到一个或多个多载波码元的N_SDC个相继载波，在K个码元的块中交织所述数据码元，N_SDC是每个块的码元数目K的因数，该方法的特征在于：作为子信道之间的码元交织图案分集的函数来确定(6)所述子信道的尺寸N_SDC。

2.根据权利要求1的用于在多载波调制器的输入处进行映射的方法(1)，其中针对被间隔开至多一个子信道的子信道组来评估子信道之间的码元交织图案分集。

3.根据权利要求2的用于在多载波调制器的输入处进行映射的方法(1)，其中所述组由相邻子信道的对组成。

4.根据任一前述权利要求的用于在多载波调制器的输入处进行映射的方法(1)，包括：

·第一步骤(7)，针对给定交织关系L(k)，作为所交织码元(Y(k+s)，Y(k))之间的差s的函数来计算代表了输入码元(X(L(k)))之间的最小距离的离差函数ΔL(s)；

·第二步骤(8)，预先选择离差值满足幅度准则的不同值s′，该s′是K的因数；以及

·第三步骤(9)，针对预先选择的差s′的不同值来对子信道之间的几何分集进行评估，所述子信道的尺寸N_SDC被确定(10)为等于该几何分集处于最大的预先选择的差值s′中的一个。

5.根据任一前述权利要求的用于在多载波调制器的输入处进行映射的方法(1)，其中K等于多载波码元的尺寸。

6.根据权利要求1到4中任一项的用于在多载波调制器的输入处进行映射的方法(1)，其中K是多载波码元的尺寸的倍数。

7.一种被适配用于将多载波调制器的输入处的数据码元映射到子信道(SC)中的模块(MTa)，该子信道(SC)的尺寸等于被分散在一个或多个多载波码元上的N_SDC个相继载波，在K个码元的块中交织所述数据码元，其中N_SDC是K的因数，该模块的特征在于：它还被适配为作为子信道之间的码元交织图案分集的函数来确定子信道尺寸。

8.一种多载波信号的发射机(EMa)，该发射机包括在用于生成数据码元的调制器(CBS)和用于生成多载波码元的多载波调制器(OFDM)之间的、用于对K个数据码元的块进行交织的交织器(ETS)，该发射机被适配之处在于：它包括根据权利要求7的映射模块(MTa)。

9.一种用于传送多载波信号的系统(SYSa)，该系统包括发射机(EMa)和接收机(REa)，并且被适配之处在于：该发射机是根据权利要求8的发射机。

10.一种包括程序指令的信息介质，所述程序指令被适配为：当在多载波信号发射机装置中加载并执行所述程序时，实现根据权利要求1到6中任一项的用于对多载波调制器的输入处的数据码元进行映射的方法(1)，所述数据码元在K个码元的块中进行交织。

11.一种能够直接加载到多载波信号发射机装置的内部存储器中的计算机程序产品，该产品包括软件代码部分，所述软件代码部分用于当多载波信号发射机装置执行该程序时，执行根据权利要求1到6中任一项的用于对多载波调制器的输入处的数据码元进行映射的方法(1)的步骤，所述数据码元在K个码元的块中进行交织。

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