CN102377715B - 一种采样时钟同步方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种采样时钟同步装置，包括A/D转换器，对接收到的连续信号进行过采样，得到过采样序列；插值滤波器，对所述过采样序列进行插值处理，以得到采样频率变换后的过采样序列；同步头提取模块，根据信号帧结构和同步头的位置，从采样频率变换后的过采样序列中提取出同步头序列；本地同步头序列生成模块，根据信号帧结构生成本地同步头序列；迟早门模块，对所述同步头序列进行延迟和下采样，以得到早门信号和迟门信号，并将所述本地同步头序列分别与所述早门信号和迟门信号进行互相关，根据所述互相关值的对称度得到采样误差；以及采样频偏调整模块，根据采样误差对当前采样频偏进行调整，得到调整后的采样频偏并输入到A/D转换器或者插值滤波器中进行采样频率和相位同步。本发明能够快速、准确的实现采样时钟同步。

Description

一种采样时钟同步方法及装置

技术领域

本发明涉及一种采样时钟同步方法及装置，尤其涉及一种适用于数字卫星广播、数字地面广播等多种数字广播系统的采样时钟同步方法及装置。

背景技术

在数字广播系统中，除了频率和功率利用率高、抗噪声和干扰能力强、支持数据和多媒体业务之外，最大的特点就是覆盖面广。特别是对于幅员辽阔、地理环境多样、人口分布不均的我国，数字广播系统在国家信息基础设施建设和国家信息安全战略中具有重要地位。

在例如数字卫星广播、数字地面广播等多种数字广播系统的接收机中，需要模/数(A/D)转换器对接收到的连续信号进行采样。然而，接收机的A/D转换器与发射机的数/模(D/A)转换器不可能具有完全相同的采样时钟频率和相位。

对于多载波系统，例如正交频分复用(OFDM)系统，采样偏差会导致频域上子载波不再正交，造成子载波间串扰。对于单载波系统，接收机对采样同步的要求更为严格，即需要使得采样位置位于眼图最大处，以获得尽可能好的信干噪比(SINR)。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决现有技术中的上述问题之一。

为此，本发明的实施例提出一种能够快速、准确的实现采样频率和相位同步的采样时钟同步方法和装置。

根据本发明的一个方面，本发明实施例提出了一种采样时钟同步方法，所述方法包括以下步骤：(a)利用模/数(A/D)转换器对接收到的连续信号进行过采样，得到过采样序列；(b)利用插值滤波器对所述过采样序列进行插值处理，以得到采样频率变换后的过采样序列；(c)根据信号帧结构和同步头的位置，从采样频率变换后的过采样序列中提取出同步头序列；(d)根据信号帧结构生成本地同步头序列；(e)通过对所述同步头序列进行延迟和下采样，得到早门信号和迟门信号，并将所述本地同步头序列分别与所述早门信号和迟门信号进行互相关，根据所述互相关值的对称度得到采样误差；以及(f)根据采样误差对当前采样频偏进行调整，得到调整后的采样频偏并输入到所述A/D转换器或者插值滤波器中进行采样频率和相位同步。

根据本发明进一步的实施例，当所述A/D转换器可控时，省略步骤b，并且在步骤f中，调整后的采样频偏输入到所述A/D转换器中。

根据本发明进一步的实施例，对当前采样频偏进行调整的步骤包括：对当前采样频偏进行一次临时性粗调整，以用于控制采样相位的同步；以及预定时间后对当前采样频偏进行一次永久性微调整，以用于控制采样频率的同步。

根据本发明进一步的实施例，在步骤c之后还包括对所述同步头序列进行分段，以及对应地对步骤d生成的本地同步头序列进行分段。在步骤e之后还包括：对分段后对应的多个采样误差进行均值计算或者滤波，用于对采样误差进行降噪。

根据本发明的另一方面，本发明的实施例提出一种采样时钟同步装置，所述装置包括：A/D转换器，所述A/D转换器对接收到的连续信号进行过采样，得到过采样序列；插值滤波器，所述插值滤波器对所述过采样序列进行插值处理，以得到采样频率变换后的过采样序列；同步头提取模块，所述同步头提取模块根据信号帧结构和同步头的位置，从采样频率变换后的过采样序列中提取出同步头序列；本地同步头序列生成模块，所述本地同步头序列生成模块根据信号帧结构生成本地同步头序列；迟早门模块，所述迟早门模块对所述同步头序列进行延迟和下采样，以得到早门信号和迟门信号，并将所述本地同步头序列分别与所述早门信号和迟门信号进行互相关，根据所述互相关值的对称度得到采样误差；以及采样频偏调整模块，所述采样频偏调整模块根据采样误差对当前采样频偏进行调整，得到调整后的采样频偏并输入到所述A/D转换器或者插值滤波器中进行采样频率和相位同步。

根据本发明进一步的实施例，当所述A/D转换器可控时，省略所述插值滤波器，并且所述采样频偏调整模块调整后的采样频偏输入到所述A/D转换器中。

根据本发明进一步的实施例，采样时钟同步装置还包括：分段模块，所述分段模块对所述同步头提取模块输出的同步头序列以及所述本地同步头序列生成模块输出的本地同步头序列进行对应分段；以及降噪模块，所述降噪模块对所述迟早门模块输出的分段后对应的多个采样误差进行均值计算或者滤波，用于对采样误差进行降噪。

根据本发明进一步的实施例，当所述A/D转换器可控时，所述采样频偏调整模块调整后的采样频偏输入到所述插值滤波器中。

根据本发明进一步的实施例，当所述A/D转换器不可控时，所述采样频偏调整模块调整后的采样频偏输入到所述插值滤波器中。

本发明通过过采样、同步头提取、本地同步头序列生成、迟早门，得到采样误差，并根据采样误差对采样频偏进行调整，得到采样频偏值输入给A/D转换器或者插值滤波器，可以快速、准确的实现采样频率和相位同步。

此外，通过对同步头进行分段和对采样误差进行降噪，可以对抗高强度噪声干扰和较大载波频偏值的影响。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明实施例的采样时钟同步方法流程图；

图2为本发明实施例的采样时钟同步装置结构方框图；

图3为适用于本发明的信号帧结构图；

图4为产生信号帧同步头序列的伪随机序列生成器原理图；

图5为本发明实施例的采样频偏调整后的采样误差示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

首先参考图1和图2，其中图1为本发明实施例的采样时钟同步方法流程图；图2为本发明实施例的采样时钟同步装置结构方框图。

从图2可知，本发明实施例的采样时钟同步装置包括A/D转换器10、插值滤波器12、同步头提取模块14、本地同步头序列生成模块18、迟早门模块16以及采样频偏调整模块22。

本发明适用于具有规则的周期性帧结构的信号，并且每帧由同步头和信号体构成，同步头可以是确知序列、伪随机(PN)序列、Walsh序列等。信号帧的结构如图3所示。

如图1所示，本发明实施例的采样时钟同步方法包括以下步骤：

首先，利用A/D转换器10对接收到的连续信号进行过采样，得到过采样序列(步骤102)，并输出给插值滤波器12。

插值滤波器12对接收的过采样序列进行插值处理，得到采样频率变换后的过采样序列(步骤104)，并输出给同步头提取模块14。

同步头提取模块14根据信号帧结构和同步头的位置，从采样频率变换后的过采样序列中提取出同步头序列(步骤106)。

本地同步头序列生成模块18则根据信号帧结构生成本地同步头序列(步骤108)。

迟早门模块16通过对同步头序列进行延迟和下采样，得到早门信号和迟门信号，并将本地同步头序列分别与早门信号和迟门信号进行互相关，根据所述互相关值的对称度得到采样误差(步骤110)。

采样频偏调整模块22根据采样误差对当前采样频偏进行调整，得到调整后的采样频偏并输入到A/D转换器10或者插值滤波器12中，进行采样频率和相位同步。

A/D转换器10的采样频率可以是可控的，也可以是不可控的。当A/D转换器10的采样频率可控时，调整后的采样频偏输入到A/D转换器10中，A/D转换器10根据采样频偏值进行动态调整，实现采样频率和相位的同步。当A/D转换器10的采样频率可控时，插值滤波器12可以省略。

当A/D转换器10的采样频率不可控时，可以利用插值滤波器12实现采样频率的变换。调整后的采样频偏输入到插值滤波器12中，插值滤波器12根据采样频偏值，对采样序列进行插值处理，实现采样频率和相位的同步。

当然，当A/D转换器10的采样频率可控时，也可以保留插值滤波器12，调整后的采样频偏可输入到插值滤波器12中，插值滤波器12根据采样频偏值，对采样序列进行插值处理，实现采样频率和相位的同步。

在一个实施例中，本发明的采样时钟同步装置还可以包括分段模块(图中未显示)和降噪模块20。分段模块可以连接在同步头提取模块14和迟早门模块16之间以及本地同步头提取模块18和迟早门模块16之间，用来对同步头提取模块14输出的同步头序列以及本地同步头序列生成模块18输出的本地同步头序列进行对应分段。

分段的目的是为了对抗噪声干扰和载波频偏的影响。每段的长度和段的数目可以根据所需对抗的噪声干扰强度和载波频偏值进行折衷选择。

降噪模块22用来对迟早门模块输出的一个信号帧中分段后对应的多个采样误差进行均值计算或滤波。通过均值计算或滤波等方法，对采样误差进行降噪处理，可以得到比较准确的采样误差值。

在一个实施例中，降噪模块20还可以用于对多个信号帧对应的采样误差再进行均值计算或滤波，以进一步提高采样误差的准确度。

下面，将结合具体实施例对本发明作出详细描述。

例如在该实施例的数字卫星广播系统中，系统的时钟频率为30MHz。信号帧的长度为300000点，由同步头和信号体构成。其中，同步头SYN(n)的长度为18432点，由一个伪随机序列PN(n)经过二元相移键控(BPSK)星座映射后生成。

SYN(n)＝1-2×PN(n)，k＝0，1，2，…，18431

伪随机序列PN(n)由图4所示的伪随机序列生成器产生，生成多项式为x¹⁵+x¹²+x¹¹+x⁹+x⁷+x⁵+x²+1，移位寄存器初始值为101010100101010。伪随机序列生成器的移位时钟与系统时钟同步，且频率相同。在每个信号帧同步头的开始，移位寄存器复位为初始值。

实施步骤

1、过采样

利用A/D转换器10对接收到的连续信号进行3倍过采样，得到过采样序列s(k)。这里A/D的采样频率不可控。

本领域技术人员显然可知，过采样倍数不局限于3倍的具体实施例，本发明可以采用大于1的任意倍数。

2、插值滤波器

插值滤波器采用Farrow滤波器。插值方式采用二阶抛物线内插。四个滤波器系数为C_-1＝0.5μ_n ²-0.5μ_n，C₀＝-0.5μ_n ²-0.5μ_n+1，C₁＝-0.5μ_n ²+1.5μ_n，C²＝0.5μ_n ²-0.5μ_n。插值滤波器12根据采样频偏值，对过采样序列s(k)进行插值处理，得到采样频率变换后的过采样序列r(k)。

这里采样频偏值为经过图2采样频偏调整模块22输出的数值，当然，在初始阶段，可以设置采样频偏值为零。

3、同步头提取与分段

根据数字卫星系统的信号帧结构和同步头的位置，由同步头提取模块14在采样频率变换后的过采样序列r(k)中提取出同步头序列，并结合分段模块(图中未显示)分成一定的段数，这里举例为6段。如此，每一段序列的长度为3×3076点，记为q_i(k)，i＝0，1，2，...，5，k＝0，1，2，...，9227。

这样的分段可以对抗强度20dB的噪声干扰，以及数KHz的载波频偏的影响。

4、本地同步头序列生成

根据数字卫星系统的信号帧结构，本地同步头序列生成模块18生成本地同步头序列SYN(n)。对应的，由分段模块(图中未显示)将本地同步头序列分成6段。每一段序列的长度为3076点，记为SYN_i(n)，i＝0，1，2，...，5，n＝0，1，...，3075。

5、迟早门

迟早门模块16通过延迟和3倍下采样，得到单倍采样的早门信号p_e(n)和迟门信号p_l(n)。

p_e(n)＝q_i(3×n)，n＝0，1，2，…，3075

p_l(n)＝q_i(3×n-2)，n＝0，1，2，…，3075

迟早门模块16并将早门信号和迟门信号分别与对应的本地同步头序列按照以下公式进行互相关：

$S_e={\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{3075}{p}_e\left(n\right)\×{\mathrm{SYN}}_i\left(n\right)$

$S_l={\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{3075}{p}_l\left(n\right)\×{\mathrm{SYN}}_i\left(n\right)$

并且，对互相关值S_e和S_l分别求第一范数：

a_i＝|real(S_e)|+|imag(S_e)|

b_i＝|real(S_l)|+|imag(S_l)|

其中，函数real()表示取实部，imag()表示取虚部。

采样误差可以由a_i和b_i的对称度得到：

$e_i=\frac{a_i-b_i}{a_i+b_i}.$

当然，上述a_i和b_i也可以具有其他表达形式，例如对S_e和S_l求模方后再进行开方。

采样误差也可以表示为a_i和b_i之差等其他形式，本发明不局限于该具体实施例。

6、降噪

然后，由降噪模块20对一个信号帧中的6个采样误差值进行求平均，得到较准确的采样误差值e。

$e=\frac{1}{6}{\mathrm{\Σ}}_{i=0}^5{e}_i$

为了得到更准确的采样误差值，降噪模块20还可以对多个信号帧中的采样误差值再进行求平均。

7、采样频率调整

采样频偏调整模块22根据采样误差e，对采样频偏值进行动态调整。

例如，若|e|小于阀值T(阀值T可以在0～1的范围内，本领域技术人员可根据实际的系统需要而具体设定)，这里取T＝0.1，则不对采样频偏Δf_S进行调整。

若|e|大于阀值T，则采样频偏Δf_S在原有值的基础上首先进行一次临时性的粗调整，控制Farrow滤波器实现采样相位的同步：

$\mathrm{\&Delta;}{f}_S^{\left(j\right)}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&Delta;}{f}_S^{(j-1)}+\mathrm{\&Delta;}{f}_L\left(e\right),& e>0\\ \mathrm{\&Delta;}{f}_S^{(j-1)}-\mathrm{\&Delta;}{f}_L\left(e\right),& e<0\end{array}\right.$

其中，上标j为调整次数，Δf_L(e)为粗调整值，是与采样误差e成正比的函数，这里可以取分段函数：

$\mathrm{\&Delta;}{f}_L\left(e\right)=\left\{\begin{array}{cc}0.333\mathrm{ppm},& \left|e\right|\&GreaterEqual;T\\ 0.667\mathrm{ppm},& \left|e\right|\&GreaterEqual;2T\end{array}\right.;$

当然，Δf_L(e)也可以表达为与采样误差e成正比的连续函数。

在经过一定的时间后，例如取一个信号帧的时间，将采样频偏Δf_S恢复为原有值，然后在原有值的基础上进行一次永久性的微调整，控制Farrow滤波器12实现采样频率的同步：

$\mathrm{\&Delta;}{f}_S^{\left(j\right)}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&Delta;}{f}_S^{(j-1)}+\mathrm{\&Delta;}{f}_M,& e>0\\ \mathrm{\&Delta;}{f}_S^{(j-1)}-\mathrm{\&Delta;}{f}_M,& e<0\end{array}\right.$

其中，Δf_M为微调整值，Δf_M的数值可以由本领域技术人员根据实际的系统需要而进行合适设置。例如这里取Δf_M＝0.05ppm。

考虑到整个采样频偏调整环路可能有一定的延时，在进行完采样频偏微调整后可以等待一定的时间，例如取两个信号帧的时间。

当接收信号的信噪比为-20dB，载波频偏为3KHz，A/D转换器10的频率稳定度为1ppm时，进行200次采样频偏调整后的采样误差值如图5所示。可以看出，采样频偏调整环路可以在50次采样频偏调整(约1.5秒)后达到稳定状态。达到稳定状态后，采样误差可以基本控制在0.1(小于0.1个采样点)之内。这说明本发明的方法和装置能够快速、准确的实现采样频率和相位同步，并且可以对抗高强度噪声干扰和较大载波频偏值的影响。

本发明适用于数字卫星广播、数字地面广播等多种数字广播系统，本发明涉及的各种参数可以根据不同的系统进行灵活配置。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。

Claims (16)

1.一种采样时钟同步方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

(a)利用A/D转换器对接收到的连续信号进行过采样，得到过采样序列；

(b)利用插值滤波器对所述过采样序列进行插值处理，以得到采样频率变换后的过采样序列；

(c)根据信号帧结构和同步头的位置，从采样频率变换后的过采样序列中提取出同步头序列；

(d)根据信号帧结构生成本地同步头序列；

(e)通过对所述同步头序列进行延迟和下采样，得到早门信号和迟门信号，并将所述本地同步头序列分别与所述早门信号和迟门信号进行互相关，根据所述互相关值的对称度得到采样误差；以及

(f)根据采样误差对当前采样频偏进行调整，得到调整后的采样频偏并输入到所述A/D转换器或者插值滤波器中进行采样频率和相位同步。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述A/D转换器可控时，省略步骤b，并且在步骤f中，调整后的采样频偏输入到所述A/D转换器中。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过对所述同步头序列进行延迟和下采样，得到早门信号和迟门信号的公式为：

p_e(n)＝q(M×n),n＝0,1,2,...,N-1

p_l(n)＝q(M×n-m),n＝0,1,2,...,N-1

其中，q(k)为同步头序列，p_e(n)和p_l(n)分别为早门信号和迟门信号，M为下采样倍数，m为延迟点数，N为同步头序列长度；

将所述本地同步头序列分别与所述早门信号和迟门信号进行互相关的公式为：

$S_e={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^N{p}_e\left(n\right)\&times;\mathrm{SYN}\left(n\right)$

$S_l={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^N{p}_l\left(n\right)\&times;\mathrm{SYN}\left(n\right)$

其中，SYN(n)为本地同步头序列，S_e和S_l分别为本地同步头序列分别与早门信号和迟门信号的互相关值；

根据所述互相关值的对称度得到采样误差的公式为：

a＝|real(S_e)|+|imag(S_e)|

b＝|real(S_l)|+|imag(S_l)|

$e=\frac{a-b}{a+b}$

其中，函数real()表示取实部，imag()表示取虚部，e为采样误差。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对当前采样频偏进行调整的步骤包括：

对当前采样频偏进行一次临时性粗调整，以用于控制采样相位的同步；以及

预定时间后对当前采样频偏进行一次永久性微调整，以用于控制采样频率的同步。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述临时性粗调整公式为：

${\mathrm{\&Delta;f}}_S^{\left(j\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\&Delta;f}}_S^{(j-1)}+{\mathrm{\&Delta;f}}_L\left(e\right),& e>0\\ {\mathrm{\&Delta;f}}_S^{(j-1)}-{\mathrm{\&Delta;f}}_L\left(e\right),& e<0\end{array}\right.,$

其中，Δf_S为采样频偏，j为调整次数，e为采样误差，Δf_L(e)为粗调整值，Δf_L(e)是采样误差e的分段函数或连续函数。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述永久性微调整公式为：

${\mathrm{\&Delta;f}}_S^{\left(j\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\&Delta;f}}_S^{(j-1)}+{\mathrm{\&Delta;f}}_M\left(e\right),& e>0\\ {\mathrm{\&Delta;f}}_S^{(j-1)}-{\mathrm{\&Delta;f}}_M\left(e\right),& e<0\end{array}\right.,$

其中，Δf_S为采样频偏，j为调整次数，e为采样误差，Δf_M为微调整值。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤c之后还包括对所述同步头序列进行分段，以及对应地对步骤d生成的本地同步头序列进行分段。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，在步骤e之后还包括：对一个信号帧中分段后对应的多个采样误差进行均值计算或者滤波，用于对采样误差进行降噪。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，还包括对多个信号帧对应的采样误差再进行均值计算或者滤波。

10.一种采样时钟同步装置，其特征在于，所述装置包括：

A/D转换器，所述A/D转换器对接收到的连续信号进行过采样，得到过采样序列；

插值滤波器，所述插值滤波器对所述过采样序列进行插值处理，以得到采样频率变换后的过采样序列；

同步头提取模块，所述同步头提取模块根据信号帧结构和同步头的位置，从采样频率变换后的过采样序列中提取出同步头序列；

本地同步头序列生成模块，所述本地同步头序列生成模块根据信号帧结构生成本地同步头序列；

迟早门模块，所述迟早门模块对所述同步头序列进行延迟和下采样，以得到早门信号和迟门信号，并将所述本地同步头序列分别与所述早门信号和迟门信号进行互相关，根据所述互相关值的对称度得到采样误差；

采样频偏调整模块，所述采样频偏调整模块根据采样误差对当前采样频偏进行调整，得到调整后的采样频偏并输入到所述A/D转换器或者滤波器中进行采样频率和相位同步。

11.如权利要10所述的装置，其特征在于，当所述A/D转换器可控时，省略所述插值滤波器，并且所述采样频偏调整模块调整后的采样频偏输入到所述A/D转换器中。

12.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述采样频偏调整模块包括：

粗调整单元，所述粗调整单元对当前采样频偏进行一次临时性粗调整，以用于控制采样相位的同步；以及

微调整单元，所述微调整单元在预定时间后对当前采样频偏进行一次永久性微调整，以用于控制采样频率的同步。

13.如权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括：

分段模块，所述分段模块对所述同步头提取模块输出的同步头序列以及所述本地同步头序列生成模块输出的本地同步头序列进行对应分段；以及

降噪模块，所述降噪模块对所述迟早门模块输出的一个信号帧中分段后对应的多个采样误差进行均值计算或者滤波，用于对采样误差进行降噪。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述降噪模块还用于对多个信号帧对应的采样误差再进行均值计算或者滤波。

15.如权利要求10所述的装置，其特征在于，当所述A/D转换器可控时，所述采样频偏调整模块调整后的采样频偏输入到所述插值滤波器中。

16.如权利要求10所述的装置，其特征在于，当所述A/D转换器不可控时，所述采样频偏调整模块调整后的采样频偏输入到所述插值滤波器中。