CN102377408A - Mems振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种压阻MEMS振荡器，包括：谐振器本体(20)；与谐振器本体相邻的第一和第二驱动电极(30)，用于提供致动信号；以及至少第一感测电极(24)，与各个锚定点(22)相连。控制和/或处理电极(30，24)处的电压，使得从一个驱动电极(30)至感测电极(24)的馈通AC电流至少部分地偏移从另一个驱动电极(30)至感测电极(24)的馈通AC电流。

Description

MEMS振荡器

技术领域

本发明涉及MEMS振荡器，例如用于产生时钟信号或基准频率信号。

背景技术

诸如标签、银行卡或ID卡之类的扁平物体内部的电子组件需要典型小于0.5mm的较低外廓。预计对于这些扁平物体中的驻留物，需要扁平、低成本、低功率的实时时钟(RTC)和频率基准振荡器(RFO)，用于电子安全、制药和食品工业的未来应用。振荡器包括连接在闭合反馈环中的谐振器和反馈放大器电路。现有技术的RTC使用具有较高外廓的石英晶体谐振器，典型地超出了将其合并到例如卡、标签和纸板之类的扁平产品中所必需的容许亚mm级规格。主要原因在于用于密封石英晶体的封装技术不利于最小化。

此外，不能容易地将石英谐振器集成到硅芯片上。因此，不能在单个芯片上实现包括晶体和放大器的完整振荡器的集成，这进一步妨碍了RTC和RFO的小型化。相反，可以使用表面微切削加工技术来加工和封装MEMS谐振器，并且能够将其与放大器电路相集成以形成非常小形状因子(form-factor)的振荡器。

表面微切削加工是一种技术，使用薄膜沉积和蚀刻技术在基板的顶部制造独立和可移动的结构。按照这种方式，能够在例如硅晶片的顶部加工谐振器及其封装。封装的谐振器仅具有数个薄膜测量的高度，整个厚度约10μm。此外，表面微切削加工能够将数千个封装的谐振器限定在单个晶片上，无需使用昂贵的组装步骤。当单个器件占据的面积减少时，与微切削加工相关的生产成本随之下降。按照这种方式，谐振器的微型化也具有成本优势。对于石英谐振器，由于使用组装之类的生产工艺，当谐振器的尺寸减小时，生产成本增高。

因此，基于MEMS谐振器的振荡器允许较低的外廓和较低成本的时钟和振荡器。然而，不能根据需要消耗很少的功率。压阻MEMS谐振器需要用于电极的体DC偏置电流和DC极化电压。压阻谐振器的本体被馈入DC电流。通过向所附但绝缘的电极(“门”)施加AC信号，调制了本体的电阻系数，因此产生信号电压。这出现在较窄的频率区域用于适当操作。

物理布局导致的寄生电容引起了贯穿结构的不希望的导通路径，例如，从驱动电极到感测电极的馈通路径。这些限制了振荡器的性能并增大了功耗。

低功耗和高性能通常是一对矛盾的需求：为了获得超过由固有电容馈通路径引起的信号转移的幅度选择性，需要更大的偏置和/或极化。这增大了功耗。如果能够消除或至少减少电容馈通路径，能够降低功耗和/或增大幅度选择性。

WO2008/149298公开了一种使用MEMS谐振器的压力计。

发明内容

根据本发明，提供了一种如权利要求1所述的压阻MEMS振荡器。

该振荡器设计使用施加或测量的信号以提供对于谐振器中寄生电容效应的偏移。具体地，平衡了两个驱动电极和感测电极之间的电容引起的电压耦合。这种平衡意味着至少部分地彼此抵消了流过这些寄生电容的馈通电流。

本发明通常可以应用于压阻振荡器。在一个示例中，振荡器本体包括伸长结构，所述伸长结构具有在第一和第二末端区域之间的一对平行连接臂，其中所述连接臂各具有锚定点；

第一和第二驱动电极与第一和第二末端区域分别相邻，用于提供致动信号；

提供了第二感测电极，所述第一和第二感测电极分别与第一和第二连接臂的锚定点相连。

这定义了一种双臂狗骨头状谐振器。

在另一个示例中，所述振荡器包括：环形物，所述环形物具有在锚定点之间的所述环形物的内部部分和/或外部部分处限定的至少两个压阻部分，感测电极与每一个锚定点相连，其中至少第一和第二驱动电极与所述环形物的内轮缘(rim)和/或外轮缘相邻，用于提供致动信号；以及至少一个锚定点配置有与其相连的感测电极。

该环形物可以具有至少两个压阻部分，所述压阻部分具有与每一个锚定点相连的感测电极，其中至少第一和第二驱动电极与所述压阻部分相邻，用于提供致动信号。可以提供四个锚定点，每一个锚定点具有与其相连的感测电极。

在一个示例中，所述控制电路适用于向驱动电极施加相等幅度且相反极性的电压。这些相反的电压从而导致在锚定位置处抵消的电压偏移。

所述控制电路可以适用于向驱动电极施加相反极性的电压，相对于相应驱动电极和感测电极之间的电容进行幅度加权。即使寄生电容具有不同的量，这也提供了一种偏移寄生电容效应的方式。

所述控制电路可以适用于提供通过压阻弹簧构件的DC电流(这可以通过向感测电极施加电压或者使用电流源在感测电极之间提供电流来实现)，并且适用于测量感测电极处的信号(取决于所施加的驱动信号，所测量的信号可以是电压或电流)。

这提供了一种电压致动感测或电流致动感测以得出谐振器输出信号。

在另一种结构中，所述控制电路适用于在两个感测电极之间提供电流，并且适用于测量这两个感测电极之间的信号差，例如电压差。

例如，这可以提供电流偏置感测以得出谐振器差分输出电压信号。

所述控制电路可以适用于向驱动电极施加相等的电压，并且适用于测量这两个感测电极之间的差分信号。这提供了一种差分感测方法，再次提供了寄生电容效应的抵消，但是同时仍然能够将相等的电压轮廓(profile)施加至驱动电极。

可以将差分感测方法与相反驱动信号方法相结合。

本发明还提供了一种如权利要求9所述的控制压阻振荡器的方法。

附图说明

现在将参考附图描述本发明的示例，其中：

图1示出了已知的压阻MEMS谐振器及其偏置细节；

图2以简化形式示出了如何制造图1的谐振器；

图3示出了图1的器件的频率选择性，并且附加地示出了通过本发明实现的频率选择性；

图4示出了图1结构的电容的等效电路以及简化形式；

图5示出了应用于图1所示类型谐振器的本发明的驱动和感测方案的三个示例；

图6示出了应用于另一种类型的本发明的驱动和感测方案的第一示例；

图7示出了图6的谐振器如何偏转；

图8示出了应用于图6类型的谐振器的本发明的驱动和感测方案的第二示例；

图9示出了应用于图6类型的谐振器的本发明的驱动和感测方案的第三示例；以及

图10示出了应用于图6类型的谐振器的本发明的驱动和感测方案的第四示例。

具体实施方式

图1示出了一种已知的压阻MEMS谐振器，在WO2004/053431中更加详细地对其进行了描述。

图1所示的谐振器1包括衬底10，所述衬底10是硅晶片。备选地，衬底10可以是砷化镓晶片或者可以包括任意其他半导体、金属或电介质材料。对于设计用于在10MHz以上的频率工作的谐振器1，有利地是使用包括例如玻璃之类的电介质的衬底10，因为这减小了衬底中耗散的电磁能量的损耗。

谐振器1还包括具有两个平行连接元件20a、20b的导电谐振器元件20。谐振器沿具有长度I的纵向方向延伸，用于按照体模式(bulkmode)工作。经由分别与锚定元件23和24相连的支撑元件21和22将谐振器附着到衬底10。如图2C所示，将锚定元件23和24附着到衬底10。除了经由锚定元件23和24的连接之外，所述谐振元件20和支撑元件21和22与衬底10无连接。

可以使用微机械系统(MEMS)领域中众所周知的技术制造谐振器。简而言之，如图2A所示，衬底10首先配置有氧化层11，在所述氧化层顶部上沉积了硅层12。

由未示出的光致抗蚀剂覆盖硅层12，通过例如光刻对光致抗蚀剂进行构图。然后对已构图的抗蚀剂显影，产生如图1所示的由抗蚀剂覆盖的谐振器元件20、支撑元件21和22、锚定元件23和24以及致动器30的表面区域，同时表面的其余部分没有抗蚀剂。然后对由抗蚀剂部分地覆盖的表面进行刻蚀，所述刻蚀选择性地去除了硅层12中没有被抗蚀剂覆盖的那些部分。刻蚀的结果如图2B所示。随后，在第二刻蚀步骤中对由于前述刻蚀而暴露的氧化层11进行刻蚀。该刻蚀步骤去除了所有暴露部分的氧化层11，并且还去除了与这些部分相邻的一些氧化物。作为第二刻蚀步骤的结果，图2C中硅层12的中心部分与衬底脱离。它们形成了谐振器元件20。在相同的刻蚀步骤处，还去除了支撑元件21和22下面的氧化层11，使得只经由锚定元件23和24将谐振器元件20附着到衬底10上。

谐振器元件20沿纵向方向具有两个外部末端205。这些外部末端可以大于连接臂20a、20b和间距19的组合宽度，以在末端处限定出更宽的谐振器质量块(mass)，从而限定出所谓的狗骨头形状。

每一个外部末端205面对导电致动器30的相应电极，并且与所述电极间隔开致动间隙g。可以将致动器看作是栅极端子，向这些端子施加控制输入。致动器30能够接收相对于谐振器元件20的致动电势差V_IN，使用静电力使谐振元件20弹性地变形。致动电势差是施加至谐振器1的输入信号的函数。除了输入信号之外，致动电势差典型地还包含DC分量。弹性形变包括如图1所示的长度I的变化量dI。

谐振器元件20是振荡器电路的一部分，所述振荡器电路能够传导电流通过谐振器元件20。所述谐振器元件20经由辅助电阻器27、锚定元件24和支撑元件22与DC电压源V_DC的正或负极柱电连接。可以将锚定点24看作是漏极端子，将DC电压偏置施加至这一端子以驱动偏置电流通过器件。谐振元件20还经由支撑元件21和锚定元件23与地相连。可以将锚定点23看作是源极端子，在这一端子处收集偏置电流。因此，谐振器元件20能够传导电流I。谐振器元件包括具有欧姆电阻R的电阻器，当谐振器元件20传导电流I时所述欧姆电阻引起电压降V。

谐振器元件20包括具有欧姆电阻R的电阻器，所述欧姆电阻是长度I的变化dI的函数，这是因为所述谐振器元件20包括具有开口空间的中心部分19。谐振器元件20包括两个相互平行的臂20a、20b，每一个臂附着到相应的支撑元件21和22。这两个臂在两个外部末端处通过元件205彼此相连。在上述光刻和刻蚀步骤期间形成了所述中心部分19。中心部分19防止了电流从支撑元件22沿直线流到支撑元件21。所述电流不得不流过由谐振元件20形成的导电路径。这种导电路径沿纵向方向延伸。

该电路能够产生输出信号，所述输出信号是长度I的变化dI的函数，并且所述输出信号是电阻R的函数。为此目的，所述电路包括与电路电连接的测量点28。测量点位于辅助电阻器27和锚定元件24之间，并且在操作时产生电输出信号，所述电输出信号是测量点28和接地的参考点29之间的电势差Vout。

在未示出的替代实施例中，辅助电阻器27不是位于电压源和锚定元件27之间，而是位于锚定元件23和地之间。在这种情况下，测量点28位于辅助电阻器27和锚定元件23之间。

在仍然未示出的另一个实施例中，省略了DC电压源V_DC和辅助电阻器27。锚定元件24与电流源的正极柱相连，锚定元件23与电流源的负极柱相连。测量点28位于电流源的正极柱和锚定元件24之间，参考点29位于锚定元件23和电流源的负极柱之间。因此，对于恒定的电流测量电压，或者对于恒定的总电压测量电流部分。

如本领域普通技术人员所理解的，输出信号仍然是长度I的变化dI的函数。因此，可以采用使用电流偏置或电压偏置的感测。

所得到的机械谐振在附图内共面(in-plane)，并且是对称的。如上所述，可以将谐振器的左右部分放大以限定比中间梁相对更大硬度的质量块，因此在所述梁中发生引起谐振器振动的收缩和膨胀。

因为机械振动是对称的，漏极和源极24、23之间的结构的中心也仍然是机械固定的。

在每一侧上的所谓致动间隙位于栅极电极30和谐振器质量块之间，并且是几百nm的量级。

图3示出了对于图1电路的标准驱动方法的频率响应曲线300。

在栅极30和漏极/源极24、23之间存在电容性馈通路径。

图4示出了图1的谐振器的等效AC电路，考虑了馈通电容Cs1和Cs2。左侧电路是完整的电路表示，右侧电路是简化的电路表示。

总的谐振器馈通电容Cs由间隙电容Cg1、Cg2和其他所示电容的贡献构成，所示其他所示的电容来源于与非理想接地衬底的电容。对于其中将下部谐振器本体连接接地的结构，栅极电极和漏极端子(Vd)之间的电容Cs1&Cs2是对于电容性馈通的主要贡献。

这些寄生电容导致附加的功耗，并且电容性馈通路径也具有减小谐振器的谐振峰幅度的效果。峰值高度和背景之间的距离是幅度选择性。

尽管实际上谐振峰的高度降低，在峰位置处转换的绝对高度保持大致相同：由于更大的电容性馈通，“基极/背景”增加(谐振峰由此产生的斜率高度)。

在图1的已知结构中，两个栅极携带相同的信号(Vin)，并且它们如所示地电连接在一起。

本发明提供了这样一种设计：通过在修改的结构中使用相同的谐振器结构，可以去除或者至少明显减小电容性馈通的影响。由不同寄生电容性耦合产生的馈通电流至少部分地彼此抵消。

本发明方法的第一示例是使得两个初始互连的栅极的每一个连接可以分离地使用，并且通过具有相反极性的信号驱动所述栅极，这两个栅极均可用于DC极化和AC信号。

对于这种结构，两个相等但是相反符号的馈通电流到达谐振器输出(漏极节点24)处。这种结构可以看作是具有平衡的驱动(其中对驱动信号的电容性耦合进行平衡，使得抵消了电压效果)和非平衡感测。结果是抵消/减小了净馈通。

可以使用图4解释这种抵消原理。

在图4中，只考虑电容性馈通电流的AC分量。v_g1和v_g2是在电极处施加的AC致动信号。所述致动信号具有相同的频率ω，但是可以具有不同的相位。v_d是漏极节点处的AC电压。Z_L是负载的阻抗，所述负载是振荡器的读出电路。R_b是连接元件20a、20b的每一个臂的电阻。由于谐振器本体的对称性，连接元件的臂具有相同的电阻。在简化电路中，Z_L和R_b并联，其结果是Z_tot。C_g1和C_g2比C_s1和C_s2小得多，因此在简化电路中被忽略。

在漏极节点处需要的有用信号是与应力的变化dI相对应的AC信号，所述应力变化高度取决于频率：其示出了在谐振器本体的谐振频率处的陡峭峰。在漏极节点处，除了来自于应力变化的实际有用信号之外(图4中未示出)，还存在通过寄生馈通电容C_s1和C_s2由来自致动电极的馈通电流i₁和i₂感应的寄生电压v_d。馈通感应电压v_d对于谐振信号没有贡献，因此使得信号的频率选择性退化(即，频率响应曲线中峰值周围的背景增加，从而减小了谐振峰的高度)。对于要等于0的这一电压v_d，没有净电流能够流到Z_tot中并在其两端产生电压。因此必须满足等式：

jωC_s1＊(V_g1-V_d)＝jωC_s2＊(V_d-V_g2)   [1]

这是基于应用于漏极节点的基尔霍夫电流定律。

通过假设C_s1＝C_s2＝C_s(由于谐振器本体的对称性，这种假设是合理的)，并且利用条件v_g1＝-v_g2＝v_g，等式[1]可以简化为以下关系：

jωC_s＊(V_g1-V_d)＝jωC_s＊(V_d+V_g2)     [2]

(V_g-V_d)＝(V_d+V_g)                     [3]

V_d＝0

这示出了对于理想对称性和相反符号的致动信号，消除了电容性馈通(v_d＝0)，并且改善了谐振器幅度选择性。

因此，本发明的第一种实现提出了相对于参考电压向驱动电极施加相等和相反的AC电压。在以上等式中参考电压是0，然而这并非是必要的，因为可以在非零参考电压周围提供对称电压。实际上，已经测量到了最高至25dB的谐振峰高度的改善。

在图5A中示出了平衡驱动(但是非平衡感测)的第一种实现，并且利用了非零DC参考电压。

图5A示出了谐振器本体20。通过将电流源与漏极24相连，实现了通过谐振器本体的DC偏置电流。如所示出的，向栅极电极30施加相反的DC电压+Vg和-Vg以及相反的AC电压+v_ac，in和-v_ac，in。这里，DC电压指的是电极的中点30。感测是基于漏极处的AC电压。如所示出的，差分放大器500提供差分(平衡)驱动。

当在致动电极处施加DC和AC电压的组合时，通过每一个致动-间隙(电极和质量块之间)两端的静电致动力引起机械振动，并且对于每一个间隙给出以下公式：

$F_{\mathrm{el}-f}\≈\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{0}A}{g^2}(V_g{v}_g\cos \mathrm{\ωt}+\frac{{V_g}^2}{2})---\left[4\right]$

其中A是电极面积，g是间隙宽度；ε₀是真空介电常数。

据此等式可以清楚的看出：Vg和vg两者的符号变化结果是对于初始结构的相等致动力，因此对于修改的结构，机械振动模式保持完全未改变。

因此，平衡谐振器驱动的上述方法将改进的电学谐振器行为与保持的(所需)机械行为相结合。

如上所述，图3示出了对于图1电路的标准驱动方法的频率响应的曲线300。曲线302示出了通过使用本发明的该实施例如何修改响应。增加了谐振峰的高度，减小了宽度，得到了更好的频率选择性。

本发明不局限于如上所解释的平衡驱动和非平衡感测方法。

如果使用差分感测方案，也可以使用利用互连栅极驱动电极的驱动方案(如同现有技术中那样，可以看作是非平衡驱动方案)。可以将这种差分感测方案看作是平衡感测方案，其中抵消了在两个锚定点处的电容性效应的效果。

这种方法如图5B所示。

在这种方法中，可以减去漏极和源极AC信号。设计的对称性意味着对于漏极24和源极23的电容性耦合几乎相等，因此差分测量抵消了电容性馈通路径的效果。然而，漏极和源极处的信号相反地变化。如果谐振器20的电阻下降，则源极23处的电压将上升，并且漏极处的电压将下降，如同在其间存在更小的电阻。

这种方法涉及：向驱动电极施加相等的电压+Vg，并且测量感测电极之间的差分电压。因此，这种方法的结果也是改善的情况：在所需信号表现为具有相反极性的同时，电容性馈通表现为共模AC信号。

用于差分驱动(平衡驱动)的上述方法可以与用于差分感测(平衡感测)的上述方法相结合。

这种方法如图5C所示。

通过将相同的电阻器510(或者电流源)连接在电源导轨和锚定点24、23之间实现了通过谐振器本体的DC偏置电流。由于这种结构的对称性，谐振器本体的外部末端205处的DC电压是电源电压V_dc的0.5倍。差分放大器500提供差分(平衡)感测，如上所解释的。利用相反的电压+Vg和-Vg以及相反极性的AC分量+v_ac，in和-v_ac，in DC偏置驱动电极。这意味着驱动电极在外部末端205处配置有相反符号的相等信号电压。

因此，图5C示出了如何同时实现平衡驱动和平衡感测方法。如上所解释的，这两个方法可以独立地使用以提供上述两个示例，或者它们可以组合地使用。

最合适的结构取决于整个振荡器的要求。

例如，具有平衡感测结构的传统驱动方案的优点是只要求单一的极化极性。

如上所解释的，感测可以是电压偏置或者是电流偏置。例如，可以采用电流感测，其中向压阻元件施加固定的电压，并且测量电流。使用电压偏置或者电流感测还是使用与电压感测相结合的电流偏置取决于整个振荡器的要求。因此，除了图5所示的三种平衡结构之一的选择之外，所述偏置/感测方法还提供了适应要求的其他可能性。例如，图5的放大器级500可以向漏极和源极信号施加电压放大(电压感测)，或者可以在其输入处提供虚拟地用于电流感测(形成跨导放大器)。

为了获得不希望的电容性馈通效果的最大减小，要求所提供的信号尽可能精确地匹配。

然而，即使存在非理想匹配，这种改善仍然是显著的：基于具有分离的栅极、但是非确切对称的谐振器，在实验设置中测量到了幅度选择性20dB的改善。

因此，甚至部分地偏移电容性耦合效果将给出改进的性能。

通过调节AC信号电平，任意C_s1对C_s2不平衡的补偿是可能的，因此相对于相应驱动电极和感测电极之间的电容对电压进行加权。在这种情况下，只对AC分量进行加权。应该调节AC信号电平，使得满足以下等式[5]。

利用等式[1]中v_d＝0将这种方法简化如下：

C_s1＊V_g1＝-C_s2＊V_g2    [5]

已经参考谐振器的具体设计详细描述了本发明。然而，其他谐振器设计也是可能的。例如，中心谐振器质量块可以在每一侧面上具有相反的锚定弹簧构件。

上述谐振器具有体模式振动，但是本发明也可以应用于弯曲模式振荡器。

在WO2010/044058中，描述了一种类型的弯曲模式压阻谐振器。所述谐振器具有环形形状，或者对称的多边形框，例如正方形框。所述结构具有共面模式形状(mode shape)，在共面模式形状中所述结构的段交替地向内和向外弯曲，同时所述结构的宽度实质上保持不变。将锚定点定位于模式形状的四个准节点，即在所述段的边界处。在图6中给出了环形谐振器的示例。在图7中给出了弯曲振动模式形状。

图6示出了根据WO2010/044058中的基本已知结构，但是还示出了如何修改致动电极以实现电容性馈通的相同概念上的抵消。

图7示出了有限元仿真，示出了环形谐振器的弯曲椭圆模式形状。灰度级代码表示沿X(左图)和Y(右图)方向的应力。在振动期间，连续的段的内轮缘和外轮缘交替地收缩和膨胀。

在所述结构上的一个或多个位置处，对Si材料进行局部掺杂(n型或p型)，以实现压阻效应。所述压阻区域连接在一起，并且通过重掺杂区(低阻抗)或者涂覆有金属层的区域经由锚定点与外界相连。按照以下方式进行连接，使得在振动期间，可以将在不同压阻区域处的压阻信号进行求和，所述压阻信号是根据掺杂Si材料中应力的电阻变化。在操作期间，经由锚定点发送电流通过不同的压阻区域以收集压阻信号。这种信号与所述结构在振动期间的变形成正比。通过在电极上施加AC和DC电压的组合来激励振动。

图7的左图和右图分别示出了沿X和Y方向应力的灰度级图。较淡的灰度意味着膨胀，较暗的灰度意味着收缩。可以容易地认识到在所述环的每一段，外轮缘和内轮缘具有相反的应力符号，并且所述应力符号从一段到下一段交替。例如，上一段的外轮缘膨胀，而相同段的内轮缘收缩。同时，右侧上的下一段外轮缘收缩，而其内轮缘膨胀，以此类推。

为了收集由于所述结构中感应的应力导致的压阻信号，如图6所示，将四个区域600局部地掺杂合适的掺杂浓度(通常这种掺杂浓度是与连接区域相比相对较低的浓度)。称作压阻区域的这些区域应该展现出良好的压阻效应。所述压阻区域位于所述环的每一段处，并且在应力的幅度最大的内轮缘和外轮缘处交替。压阻区域的这种结构应该使得在振动期间，它们经历相同符号的应力。压阻区域之间的区域610掺杂了高浓度以实现材料的低欧姆性。这些低欧姆区也延伸至锚定点615，并且从锚定点延伸至外界。低欧姆区610用作压阻区之间的电连接，并且从这些区域与外界相连。

因此，这些低欧姆区域对于压阻信号没有显著贡献。环形区域的其余部分(例如区域620)应该没有掺杂，从而具有非常高的电阻。

在操作期间，发送感测电流流经两个相对的锚定点，并且流经其他两个相对的锚定点。在这种结构中，四个压阻区域并联连接，并且在所有电阻器中信号的符号变化是相同的，从而可以对信号求和。总的压阻信号变化可以用作谐振器的输出信号，正如同如1所述的谐振器。可以将“电流流入”锚定点看作是漏极，并且将“电流流出”锚定点看作是源极。

使用本发明的方法，可以按照不同的方式使用WO2010/044058的环形谐振器，以便抵消馈通电容的效果。为了形成环形谐振器的平衡驱动结构，将四个致动电极630₁至630₄定位于环形结构的外轮缘，面对四个段。这在图6中示出。

可选地，可以将电极630₁至630₄定位为面对所述段的内轮缘。所述电极应该配对，使得任意两个相对的电极彼此相连。两对电极被馈送相反符号的AC电压但是相同符号的DC极化电压，如所示出的。

例如如图6所示，顶部-底部电极被馈送有+v_g+V_g，而左-右电极被馈送有-v_g+V_g。根据等式[4]，在顶部-底部段上施加的力与在左-右段上施加的力相比具有相反的极性。要求这些反相的力来按照椭圆模式形状驱动所述环。另一方面，相反符号的v_g的使用形成了平衡的驱动结构，从而互相抵消了馈通电流。这种结构相对于图1的狗骨头状谐振器的平衡驱动结构的优点是只需要一种DC极化，使得对于给定的有限电压电源预算，电路设计更加简单。

环形谐振器也可以配置用于形成平衡的感测结构。这在图8的示例中示出。左段和右段810分别在外轮缘和内轮缘处低掺杂，以形成两个压阻区域。顶部和底部区域未掺杂，使得只存在两个压阻区域。这两个段在振动周期期间的应力具有相同的极性。然而，因为压阻区域位于所述段的相对侧面，它们应该在振动周期期间产生具有相反极性的信号，即+v_ac-out和-v_ac-out。将这些差分信号馈送至差分放大器。按照这种方式，对有用的信号进行放大，同时在相同的放大器中相互抵消了共模馈通电压。

在图9中给出了平衡感测结构的另一个示例。在该示例中，将四个压阻区域910定位于所述环的相同轮缘，例如在外轮缘。作为环形段的交替弯曲方向的结果，这四个压阻区域在振动周期期间具有交替的电阻变化。例如在一个周期期间，顶部和底部段的电阻增加，而左段和右段的电阻减小。换句话说，所述环形成了惠斯通电桥结构。当向锚定点(例如顶部-底部锚定点)施加恒定的DC电压V_dc时，并且相对的锚定点(例如底部-右端)接地，其余两个锚定点提供相反极性的输出信号+_vac-out和-v_ac-out，将所述输出信号馈送到差分放大器中，如前述示例那样。也按照相同的方式进行了馈通抵消。

平衡驱动和平衡感测的任意组合(例如图6和图8或者图6和图9)是可能的。在图10中给出了这种组合的示例，示出了用于环形谐振器的平衡驱动-平衡感测结构。

对于狗骨头谐振器的示例，每一个臂的长度可以是40微米，每一个臂的宽度约是3微米。环形谐振器的尺寸可以是约70微米的外径，约48微米的内径。

Vg是几V的量级，最高至几十V；vg是mV的量级，最高至几百mV。

致动力具有与驱动AC电压相同的频率ω。通过使用V_drive＝V_g+v_g的组合，其中v_g＝v_g0*cosωt，并且利用V_g＞＞v_g0的条件，例如V_g在几V至几十V的量级，而v_g在mV至几十mV的量级，用于致动力的等式是：

$F=\frac{\∂C}{\∂x}\frac{{V_{\mathrm{drive}}}^2}{2}=\frac{\∂C}{\∂x}\frac{{V_g}^2+2V_g{v}_{g0}\cos \mathrm{\ωt}+{v_{g0}}^2{\cos }^2\mathrm{\ωt}}{2}$

$=\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{0}A}{g^2}\frac{{V_g}^2+{2V}_g{v}_{g0}\cos \mathrm{\ωt}+{v_{g0}}^2{\cos }^2\mathrm{\ωt}}{2}$

其中C是致动间隙两端的电容，x是谐振器末端的位移。在以上等式中，最后一项(v_g0 ²*cos²ωt)在三角坐标变换之后是二倍频率2ω的函数。然而，因为所述条件是V_g＞＞v_g0，并且这一项具有v_g0^2的因子，可以将其看作非常小并且省略。第一项(V_g^2)是DC分量，因此对于驱动振动没有作用，也可以省略。其余的是中间项，其是频率ω的函数，实际上用于驱动振动。这导致了以上的等式[4]。

在平衡驱动方案中，相对于参考值向驱动电极施加相等和相反的电压。例如对于+Vg+v_ac和-(Vg+vg_ac)，参考是0。对于+Vg+v_ac和+Vg-v_a，参考电压是Vg。

本领域普通技术人员在实践所要求权利的本发明时，根据对于附图、公开和所附权利要求的研究，可以理解和实现对于所公开实施例的其他变化。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一个”不排除多个。唯一的事实在于：在相互不同的从属权利要求中引用的特定措施不表示不能有利地使用这些措施的组合，权利要求中的任何参考符号不应该解释为限制范围。

Claims (14)

1.一种压阻MEMS振荡器，包括：

谐振器本体(20)，包括谐振器质量块部分、压阻传感器部分和至少一个锚定点；

与谐振器本体相邻的第一和第二驱动电极(30)，用于提供致动信号；

至少第一感测电极(24)，与相应锚定点(22)相连；以及

控制电路(500)，用于控制施加至电极的电压，并且用于处理在第一感测电极(24)处测量的信号以得出振荡器输出信号，

其特征在于：所述控制电路(500)适用于控制施加至所述电极(30，24)的电压，并且处理在所述感测电极(24)处测量的信号，使得通过对所述第一和第二驱动电极与所述感测电极之间的电压耦合进行平衡，从一个驱动电极(30)到所述感测电极(24)的馈通AC电流被从另一个驱动电极(30)到所述感测电极(24)的馈通AC电流至少部分地偏移，其中所述控制电路适用于：

驱动DC偏置电流从第一感测电极通过谐振器本体至地，并且从感测电极电压得出振荡器输出信号，向驱动电极施加相等和相反的dc电压，并且向驱动电极施加相反极性的ac电压；和/或

驱动DC偏置电流从第一感测电极通过谐振器本体至地，并且从第一感测电极和第二感测电极之间的电压差得出振荡器输出信号，其中在第一感测电极处将DC偏置电流提供到谐振器本体中，在第二感测电极处从所述谐振器本体抽取DC偏置电流。

2.根据权利要求1所述的振荡器，其中所述控制电路(500)适用于向驱动电极(30)施加相等和相反的电压。

3.根据权利要求1所述的振荡器，其中所述控制电路(500)适用于向驱动电极施加相反符号的电压，所述电压具有相对于相应驱动电极和感测电极(24)之间的电容而被加权的AC分量。

4.根据权利要求2或3所述的振荡器，其中所述控制电路(500)适用于提供通过压阻传感器部分的DC电流(Id)，并且适用于测量感测电极(24)处的信号。

5.根据权利要求1所述的振荡器，其中提供第一感测电极(24)和第二感测电极(23)，并且其中所述控制电路(500)适用于向驱动电极施加相等的电压，并且适用于测量所述两个感测电极(24，23)之间的差分信号。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的振荡器，其中提供第一感测电极(24)和第二感测电极(23)，并且其中所述控制电路(500)适用于在两个感测电极之间提供DC电流，并且适用于测量两个感测电极(24，23)之间的差分信号。

7.根据任一前述权利要求所述的振荡器，其中：

所述谐振器本体(20)包括伸长结构，所述伸长结构具有在第一和第二末端区域(205)之间的一对平行连接臂(20a，20b)，其中所述连接臂(20a，20b)各具有锚定点(22，21)；

第一和第二驱动电极(30)分别与第一和第二末端区域(205)相邻，用于提供致动信号；

设置第一感测电极(24)和第二感测电极(23)，所述第一感测电极和第二感测电极分别与第一和第二连接臂的锚定点(22，21)相连。

8.根据权利要求1至6中任一项所述的振荡器，所述振荡器包括环形物，所述环形物具有在锚定点(615)之间的所述环形物的内部部分和/或外部部分处限定的至少两个压阻部分(600)，感测电极与每一个锚定点(615)相连，其中至少第一和第二驱动电极(630)与所述环形物的内轮缘和/或外轮缘相邻，用于提供致动信号；以及

至少一个锚定点配置有与其相连的感测电极。

9.一种控制压阻振荡器的方法，包括：

向第一和第二驱动电极(30)施加电压，所述第一和第二驱动电极与谐振器本体(20)相邻，所述谐振器本体(20)包括谐振器质量块部分、压阻传感器部分和至少一个锚定点；

处理感测电极(24)处的信号，所述感测电极与谐振器本体(20)的锚定点相连；

其特征在于：选择施加至驱动电极(30)的电压并选择对感测电极(24)处测量的信号的处理，使得通过对所述第一和第二驱动电极与所述感测电极之间的电压耦合进行平衡，从一个驱动电极(30)到所述感测电极(24)的馈通AC电流被从另一个驱动电极(30)到所述感测电极(24)的馈通AC电流至少部分地偏移，其中所述方法包括：

驱动DC偏置电流从第一感测电极通过谐振器本体至地，并且从感测电极电压得出振荡器输出信号，向驱动电极施加相等和相反的dc电压，并且向驱动电极施加相反极性的ac电压；和/或

驱动DC偏置电流从第一感测电极通过谐振器本体至地，并且从第一感测电极和第二感测电极之间的电压差得出振荡器输出信号，其中在第一感测电极处将DC偏置电流提供到谐振器本体中，在第二感测电极处从所述谐振器本体抽取DC偏置电流。

10.根据权利要求9所述的方法，包括：向驱动电极(30)施加相等和相反的电压。

11.根据权利要求9所述的方法，包括：向驱动电极(30)施加相反符号的电压，所述电压具有相对于相应驱动电极(30)和感测电极(24)之间的电容而被加权的AC分量。

12.根据权利要求9所述的方法，包括：向驱动电极(30)施加相等的电压，并且测量两个感测电极(24，23)之间的差分电压。

13.根据权利要求10或11所述方法，包括：控制施加至感测电极(24)的电压以提供通过压阻部分的DC电流，并且测量感测电极(24)处的电压。

14.根据权利要求10、11或12任一项所述的方法，包括：控制在两个感测电极(24，23)之间流动的电流，并且测量所述两个感测电极之间的电压差。

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