CN102348999A - 使用辅助数据的地理定位法 - Google Patents

Abstract

为使地理定位用户的接收机能够解析相位模糊度而不是必需使用多频率观测，由于在基准网络(10、12、14)进行的测量而获得了辅助数据，并将其发送至用户的接收机。所使用的辅助数据优选地由与载波码滑动组合相关联的发射机时钟值(Θ_eme)或由与足够重构所述值的数据相关联的发射机时钟值构成。例如，与载波码滑动组合相关联的发射机时钟值(Θ_eme)可根据例如无电离层发射机时钟值(h_eme)和时钟偏差(C′_eme)来重构。

Description

使用辅助数据的地理定位法

技术领域

本发明涉及通过卫星的无线电导航或定位的领域，具体涉及使用利用基准接收机的网络而计算的辅助数据的地理定位方法。本发明还涉及计算所需辅助数据的方法。本发明的范围特别地是由卫星定位系统(例如GPS(“全球定位系统”)、Galileo、Glonass、QZSS、北斗(Compass)、IRNSS等)的发射机发射的无线电导航信号的接收。

背景技术

通常，在定位系统中由卫星(或伪卫星(pseudolite))发射的无线电导航信号具有由含有伪随机二进制码的扩展波形来调制的载波形式。由于载波的调制使得频谱围绕载频扩展，无线电导航信号经常被称为“扩展频谱”信号。伪随机码代表该信号的识别符，并因此代表卫星发射机的识别符。由于接收机已知，它们允许这些是码分多址(CDMA)。补充地，一些卫星定位信号也可承载有用数据(例如导航消息)作为在载波上另外调制的二进制序列(以大大低于伪随机码的比率)。

在GPS的情况下，无线电导航信号以中心在1575.42MHz的频带L1和中心在1227.6MHz的频带L2传输。作为现代GPS的一部分，将增加中心在1176.45MHz的L5频带。Galileo(伽利略)星群卫星将在频带E2-L1-E1(中间的L1频带的部分与GPS的部分相同)、E5a(根据Galileo命名法，该频带代表为GPS安排的L5频带)、E5b(中心在1207.14MHz)和E6(中心在1278.75MHz)内传输。注意，北斗星群的卫星在或将在频带B1(中心在1561.098MHz)、B1-2(中心在1589.742MHz)、L1(中心在1575.42MHz)、B2(中心在1207.14MHz)和B3(中心在1268.52MHz)内传输。中心频率是各种信号的载频。

无线电导航信号的接收通常包括第一解调和第二解调，第一解调使用载波跟踪回路所驱动的振荡器在接收机中所生成的载波的内部副本，第二解调使用扩展波形跟踪回路(也称为“码跟踪回路”)所控制的波形发生器所产生的扩展波形的内部副本。载波跟踪回路和扩展波形的控制信号被接收机用来确定其位置。在接收的信号载波和由载波跟踪回路在每个时间步所产生的内部载波副本之间的相位差信号提供了第一可观测量(相位可观测量或测量)。在接收的信号的扩展波形和由跟踪回路扩展波形在每个时间步所产生的副本内部扩展波形之间的信号延迟是第二可观测量(代码可观测量或测量)。

接收机可进行的基础测量因此包括码测量和载波相位测量。显然这些基础测量可组合。码测量准确到米，而相位测量准确到几毫米。然而，相位测量存在的缺点是：它们仅输送卫星发射和接收机之间载波相位差的实部。因此从发射机(卫星)和接收机之间的整周期数量在开始时是未知的这个意义上来说，相位测量是模糊的。为能够从相位测量的准确性获益，接收机必须解析对它们有损害的模糊度。

相位模糊度的解析通常通过相位测量的微分(单微分或二重微分)来完成。该微分使若干测量共有的(非模拟)错误源能够消除，从而使整数信息展现出来，该整数信息在被考虑时可进一步改善性能。然而，该整数信息由一个或更多基础相位模糊度之间的差构成，并且通常不能返回基础相位模糊度工作。

专利申请FR 2 914 430描述了一种方法，该方法以一致的方式借助于双频率观测(即，在至少两个不同频率上的码和相位测量)求解在基准接收机网络上的相位模糊度。同时，该方法产生一组卫星时钟，该时钟可被网络(即，希望获知他的位置的用户的网络)外部的双频率接收机用作辅助数据。这些时钟具有在接收机求解通过“基础”测量获得的定位方程时突出全部相位模糊度的特别性质，即不在卫星之间也不在接收机之间微分。申请FR 2 914 430的方法的缺点是其仅可通过双频率接收机应用。

发明内容

发明目的

本发明第一方面的目的是提出允许接收机去除其相位模糊度而不是必需采取多频率观测的地理定位法。本发明第二方面的目的是提出确定这样的地理定位法需要的辅助数据的方法。

本发明的总体描述

通常，本发明包括两个方面。第一，其包含在基准接收机(站)网络层面执行的方法，在该基准计算机网络中确定其他信息(辅助数据)，借组于该方法不属于该网络的一部分的用户接收机能解析相位模糊度。此外，本发明包括在并不一定形成网络的一部分的接收机层面执行，并且使用基准站的网络完成且可通过任何通信手段获得的此另外信息的方法。

为了清晰，首先论述确定辅助数据的方法。在下面，假设无线电导航信号来自一组无线电导航卫星，每个都至少广播在第一频率的第一无线电导航信号和在不同于第一频率的第二频率的第二无线电导航信号。

确定辅助数据的方法包含操作：

·从在基准网络中的接收机所记录的无线电导航信号接收(初步的，即，既不在接收机之间也不在卫星之间微分的)码测量和相位测量；所述相位测量每个都具有模糊度，即，先验未知的整数个周期；

·以对于全部卫星和基准接收机一致的方式解析在第一频率的相位测量中的模糊度；

·推导源于所述模糊度的一致解析的一组无电离层发射机相位时钟值，以及源于所述模糊度的一致解析的一组一致的无电离层相位接收机时钟值；

·针对每个卫星-基准接收机对，根据由该基准接收机针对该卫星在第一频率执行的码测量和相位测量来计算载波码移位组合值，并从该值减去几何成分、无电离层接收机相位时钟值和无电离层发射机相位时钟值的成分以及相位测量的已解析模糊度的成分，从而获得测量残差(residue)；

·以对于全部卫星和网络的接收机一致的方式将获得的测量残差中的每一个分离为发射机部分和接收机部分；以及

·使所述测量残差的发射机部分平滑。

优选地，与模糊度的一致解析相关联的无电离层发射机时钟值，以及所述测量残差的被平滑的发射机部分作为辅助数据被提供至网络外的接收机。

根据本发明的操作的优选模式，本方法包括针对该组卫星的每一个卫星来计算与载波码移位组合相关联的发射机时钟值作为无电离层发射机时钟值与被平滑的测量残差之和的操作。

优选地，使与载波码移位组合相关联的发射机时钟值作为辅助数据可(例如)借助于诸如互联网、地面广播或通过卫星等的电信被网络外的接收机获得。

每次可通过使发射机部分上周期为12小时的正弦函数适合要被平滑的发射机部分来使所述测量残差的发射机部分平滑。显然这可借助于最小二乘法进行。

有利地，确定辅助数据的方法在包括载体工具(计算机存储器、硬盘、光波或无线电波等)的计算机程序产品中实现，该载体工具包含计算机程序码，该计算机程序码被配置成在计算机上运行该程序时实现本方法。

关于本发明的第一方面，在无线电导航信号接收机的层面，地理定位的方法包含下面的操作：

·为所述组的并且从所述接收机可见的每个卫星接收至少所述第一无线电导航信号；

·针对每个可见卫星执行(初步的，即，既不在接收机之间也不在卫星之间微分的)接收到的第一无线电导航信号的码测量和相位测量，所述相位测量表现先验的未知整数周期的模糊度；

·接收一组辅助数据，针对该组卫星中的每一个，所述一组辅助数据包括足够重构与载波码移位组合相关联并以对全部卫星和基准网络中的接收机一致的方式获得的发射机时钟值的数据；

·针对每个卫星根据第一无线电导航信号的码测量和相位测量来计算载波码移位组合值，并从该载波码移位组合值减去与载波码移位组合相关联的发射机时钟值，从而获得不模糊的载波码移位可观测量；以及

·使用不模糊的载波码移位可观测量来确定接收机的位置。

足够重构与载波码移位组合相关联的发射机时钟值的数据优选包括与载波码移位组合自身相关联的卫星时钟值。可选地，足够重构与载波码移位组合值相关联的发射机时钟值的数据可包括通过上述方法获得的与模糊度的一致解析相关联的无电离层发射机相位时钟值，以及测量残差的被平滑的发射机部分。

认为根据本发明的方法对L5频段(在此情况下第一频率为1176.45MHz)特别有利。可选地，第一频率可以是1575.42MHz、1227.6MHz、1207.14MHz、1278.75MHz、1561.098MHz、1589.742MHz、1207.14MHz或1268.52MHz。

有利地，地理定位法在包含载体工具(计算机存储器、硬盘、光波或无线电波等)的计算机程序产品中实现，该载体工具包含被配置成实现本方法的计算机程序码。

优选地，地理定位法在一般称为GNSS(“全球导航卫星系统”)接收机的卫星地理定位装置中实现。

地理定位处理可作为后验过程或作为实时处理来实现。

附图说明

本发明的其它特性和特征根据在下面给出以便参考附图说明的实施的优选方法的详细描述而变得显而易见。这些附图示出：

图1：基准接收机网络的示意图；

图2：确定辅助数据的方法的流程图；

图3：使用可在图2的方法中确定的辅助数据的地理定位法的流程图；

图4：两个测量残差的发射机部分的图形表现，其每个都通过从载波码移位测量减去(模拟的)几何成分、无电离层接收机和发射机相位时钟的值的成分，以及相位测量模糊度的成分获得；

图5：图4的两个测量残差的发射机部分在平滑后的图形表现。

具体实施方式

导航信号接收机可执行其从各种可见卫星(即，在地平线上方的卫星)接收的无线电导航信号的(不模糊的)码测量和相位测量(在整数个周期模糊)。多频率接收机可在至少两个不同频率f₁和f₂执行这些测量。采用双频率接收机，那么因此接收机在频率f₁和f₂为每个可见卫星并在每个时间步具有表示为P₁和P₂的两个码测量，以及表示为L₁和L₂的两个相位测量。在每个时间步(t_k)，在接收机中，接收机因此获得一组码测量P₁ ^j(t_k)、R₂ ^j(t_k)、L₁ ^j(t_k)和L₂ ^j(t_k)，其中上标(j)表示其信号由接收机接收的卫星。在卫星绕地球轨道运行时，在给定时间仅卫星中的一些从接收机的位置可见。为简化记法，时间和卫星指数的相关性不总是在下面明确陈述。

使用下面记法：

$\mathrm{\γ}=\frac{f_1^2}{f_2^2},$ ${\mathrm{\λ}}_1=\frac{c}{f_1},$ ${\mathrm{\λ}}_2=\frac{c}{f_2}$

其中c是光速。对于GPS系统的L1和L2波段，具有例如：f₁＝154f₀并且f₂＝120f₀，其中f₀＝10.23MHz。按惯例，码测量P₁、P₂以长度单位表达，由此相位测量L₁、L₂以周期表达。

码测量和相位测量满足下面方程(测量在左边，模拟参数在右边)：

P₁＝D₁+e+ΔH_p，1

P₂＝D₂+γe+ΔH_p，2                            (E1)

λ₁L₁＝D₁+λ₁W-e+ΔH₁-λ₁N₁

λ₂L₂＝D₂+λ₂W-γe+ΔH₂-λ₂N₂

其中

-D₁表示对于频率f₁卫星和接收机的相位中心之间的传播距离，包括对流层延长(tropospheric elongation)、相对论效应等；

-D₂是频率f₂的类似量；

-e是电离层延伸项，其随着频率的平方变化，并伴随码测量和相位测量的相反符号发生；

-N₁和N₂表示两个载波的(整数)相位模糊度；

-W表示周期中“结束(wind-up)”效应的影响，以及

-ΔH_p，1、ΔH_p，2、ΔH₁、ΔH₂是不同测量的接收机时钟和发射机时钟之间的差。

显然，单频率接收机可每个卫星和每个时间步仅做出一个码测量和一个相位测量。不失一般性，可假设这些测量为P₁和L₁(代替P₂和L₂)。

测量称为“无电离层”码组合，并表示P_c为消除电离层成分的码测量的组合：

$P=\frac{\mathrm{\γ}{P}_1-P_2}{\mathrm{\γ}-1}=\frac{\mathrm{\γ}{D}_1-D_2}{\mathrm{\γ}-1}+\frac{\mathrm{\γ\Δ}{H}_{p\·1\·}-\mathrm{\Δ}{H}_{p\·2\·}}{\mathrm{\γ}-1}---\left(E2\right)$

(模糊的)“无电离层”相位组合可类似定义。与“无电离层”组合一起执行的优点主要在于在电离层成分难以用适当准确度模拟的意义上，电离层是相对未知的错误来源。然而，“无电离层”代码和相位组合仅在处于最少双频率的接收机中可用。

在单频率接收机中，仍然可能通过使用单频率的测量消除电离层成分，由于在下文中表示为P_e的组合，其称为“载波码移位组合(也称为GRAPHIC组合，是术语“GRoup and PHase Ionospheric Correction(群组和相位电离层校正)”的缩写)”，其使用相位测量和码测量的和。对于频率f₁，该组合可写作码测量和相位测量的算术平均值：

$P_e=\frac{P_1-{\mathrm{\λ}}_1{L}_1}{2}---\left(E3\right)$

接收机因此具有：

$P_e=D_1+\frac{{\mathrm{\λ}}_{1}W}{2}+\frac{\mathrm{\Δ}{H}_{p\·1\·}+\mathrm{\Δ}{H}_1}{2}-\frac{{\mathrm{\λ}}_1{N}_1}{2}---\left(E4\right)$

项ΔΘ＝(ΔH_p，1+ΔH₁)/2等于在关联于载波码移位组合的接收机时钟(对接收机的全部频道是共有的，表示为Θ_rec)和关联于载波码移位组合的发射机时钟(其取决于卫星，表示为Θ_eme)之间的差。该发射机时钟Θ_eme对于每个卫星先验未知(对于接收机的每个频道)，这是在卫星之间非微分测量的情况下载波码移位的组合先前几乎没有实际意义的原因。

优点是本发明人认识到项ΔΘ的发射机部分可用对于全部卫星一致的方式来估计。使用基准接收机(或基准站)的网络来执行该估计。ΔΘ的发射机部分Θ_eme可作为辅助信息通信至网络外的其它接收机。因此，网络外部的接收机可将该项ΔΘ解析为其发射机部分Θ_eme及其接收机部分Θ_rec，这两个部分对全部频道共有，由此大大减少了定位方程组中未知数的数量。在为全部卫星一致确定ΔΘ的发射机部分Θ_eme时，定位方程组的解为突出不同频道(即，为不同卫星)的相位测量的整数模糊度N₁。

现在描述确定通过基准接收机的网络提供的辅助数据的方法，该网络中的一部分在图1中示意示出。该方法的流程图在图2中示出。基准接收机10、12、14每个都在对由无线电导航卫星16、18、20发射的无线电导航信号执行(不模糊的)码测量和(模糊的)相位测量。每个卫星都至少在频率f₁和f₂发射无线电导航信号22、24。(为清晰，图1没有示出全部可能的卫星-接收机链路。)在每个时间步(t_k)，对于整个网络，接收机因此获得一组码测量P_1，i ^j(t_k)、P_2，i ^j(t_k)、L_1，i ^j(t_k)和L_2，i ^j(t_k)，其中上标(j)表示信号被接收的卫星，并且下标(i)表示提供测量(在图2中的步骤S1)的接收机。在卫星绕地球轨道运行时，在给定时间仅卫星中的一些从每个接收机的位置可见。将不明确列出时间、接收机指数和卫星指数的相关性，除非这是正确理解所必需的。

需要将在方程(E2)右侧的第二项定义为“无电离层”码时钟差，由Δh_p＝h_p，rec-h_p，ene来表示。相似地，将“无电离层”定义为相位时钟差，由Δh＝h_rec-h_eme来表示。方程组(E1)因此变为：

P₁＝D₁+e+Δh_p+Δτ_p

P₂＝D₂+γe+Δh_p+γΔτ_p    (E5)

λ₁L₁＝D₁+λ₁We+Δh+Δτ-λ₁N₁

λ₂L₂＝D₂+λ₂W-γe+Δh+γΔτλ₂N₂

其中

Δτ＝τ_rec-τ_eme是“无电离层”相位时钟和频率f₁的相位时钟之间，接收机和发射机之间时钟偏差的微分，通过重构，对应频率f₂的量为γΔτ；

Δτ_p＝τ_p，rec-τ_p，eme是“无电离层”码时钟和频率f₁的码时钟之间，接收机和发射机之间时钟偏差的微分，通过重构，对应频率f₂的量为γΔτ_p。

通过这个新记法，可将载波码移位组合表达如下：

$P_e=D_1+\frac{{\mathrm{\λ}}_{1}W}{2}+\mathrm{\Δh}+\frac{\mathrm{\Δ}{h}_p-\mathrm{\Δh}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_p+\mathrm{\Δ\τ}}{2}-\frac{{\mathrm{\λ}}_1{N}_1}{2}---\left(E6\right)$

注意，该组合的值(方程(E6)的左侧)直接用代码和相位测量计算(在图2中的步骤S2)，由此模拟参数的值(方程(E6)的右侧)在开始未知。认识到：

$\mathrm{\Δ\Θ}=\mathrm{\Δh}+\frac{{\mathrm{\Δh}}_p-\mathrm{\Δh}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_p+\mathrm{\Δ\τ}}{2}---\left(E7\right)$

为计算不同卫星的Θ_eme的值，在第一步骤中，接收机以对于接收机网络一致的方式确定值h_eme。该方法(在图2中的步骤S3)在专利申请FR 2 914 430中和论文“Integer Ambiguity Resolution on Undifferenced GPSPhase Measurements and Its Application to PPP”中描述，该论文由D.Laurichesse和F.Mercier发表于德克萨斯Forth Worth的“Proceedings ofION GNSS 2007”，9月25-28日，839-848页。

在卫星的信号发射和接收机的接收之间的(不模糊的)相位差可记为L₁+N₁和L₂+N₂，其中N₁和N₂表示(整数)模糊度。设N_w＝N₂-N₁，N_w称为(整数)宽巷(widelane)模糊度。

接收机通过下面方程计算电离层码延迟：

$\mathrm{eP}=\frac{P_1-P_2}{1-\mathrm{\γ}}---\left(E8\right)$

设定：

${\tilde{N}}_1=\frac{P_1-2\mathrm{eP}}{{\mathrm{\λ}}_1}-L_1,$ 并且 ${\tilde{N}}_2=\frac{P_2-2\mathrm{\γeP}}{{\mathrm{\λ}}_2}-L_2---\left(E9\right)$

这些量仅取决于测量。

然而，码测量噪声以单通(卫星可见的时间)的规模使估计的

和受到约几十个周期的噪声影响。使用码测量确定宽巷模糊度。

通过下面方程引入宽巷模糊度的总值

(该总值是估计值)：

${\tilde{N}}_w={\tilde{N}}_2-{\tilde{N}}_1---\left(E10\right)$

在(E9)中带入(E5)，发现N_w的表达式形式：

${\tilde{N}}_w=N_w+d+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{rec}}-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{eme}}---\left(E11\right)$

其中μ_rec是τ_rec、τ_p，rec、h_rec-h_p，rec的线性组合，μ_eme是τ_eme、τ_p，eme、h_eme-h_{p， eme}的线性组合，并且d与D₁和D₂之间的差成比例。d的值通常小于0.1个宽巷周期，在下文中该量可忽略。通过经由单通计算平均值，具有：

$<{\tilde{N}}_w>=N_w+<{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{rec}}>-<{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{eme}}>---\left(E12\right)$

按单通的规模，

表示足够低的噪声(小于周期的小部分)，从而做出N_w的正确估计，并因此做出μ_rec和μ_eme的正确估计(宽巷偏差μ_rec和μ_eme仍长期一致)。

在缺少另外假定的情况下，该混合整数-实问题是单独的：如果同时改变差μ_rec-μ_eme，那么可能使N_w移动一个整数。此外，μ_rec和μ_eme仅定义到一个实常数内。

通过选择第一网络站开始计算过程，优选已知μ_rec随时间推移稳定的网络站。对于该站，μ_rec的值任意固定，例如通过设定μ_rec＝0固定。网络站然后经历从该站可见的卫星经过。对于每次经过，通过从第一站定义(其中μ_rec＝0)，网络站具有

网络站因此将

解析为通过N_w表示的任意整数值(例如，最近的整数)，以及不必需是整数的量和等于由μ_eme表示的差

的量。这提供从第一站可见的卫星的μ_eme。

对于现在网络站知道内部延迟μ_eme的该组卫星，网络站估计其它站的延迟μ_rec。此时，在方程

中，μ_eme的值已知。

然后被解析为(新站的)任意整数N_w和对应站延迟μ_rec。对于全部卫星和基准网络中全部站点这些步骤是重复的。网络站因此在整个基准网络获得一致的μ_rec值。可认为值μ_eme在至少一天一致。

在确定宽巷模糊度之后，模糊度N₁仍然未知。

因为宽巷模糊度已知，所以求解相位的模糊度N₁或N₂(窄巷模糊度)明显更容易，尤其关于需要的模拟的精度。

码测量P₁和P₂取决于若干因素，包括在发射和接收点之间的几何距离、电离层效应、对流层效应，以及发射机和接收机时钟。为识别剩余模糊度，接收机需要具有这些量的足够准确的模型，这将因为时钟而需要对要被处理的接收机网络的全面求解。

设定：

${\hat{Q}}_c=\frac{\mathrm{\&gamma;}{\mathrm{\&lambda;}}_1(L_1+{\hat{N}}_1)-{\mathrm{\&lambda;}}_2(L_2+{\hat{N}}_1+N_w)}{\mathrm{\&gamma;}-1}---\left(E13\right)$

其中

是N₁的整数估计，例如

的最近整数。因为码测量噪声，所以

可从N₁的真值去除十个左右的周期。

因此

表示不模糊的无电离层相位组合Q_c(其不可直接测量)的估计：

${\hat{Q}}_c=\frac{{\mathrm{\&gamma;\&lambda;}}_1(L_1+N_1)-{\mathrm{\&lambda;}}_2(L_2+N_1+N_w)}{\mathrm{\&gamma;}-1}---\left(E14\right)$

通过设定

接收机获得方程组：

P_c＝D+Δh_p，                     (E15)

Q_c＝D_w+Δh+λ_cδN_t

其中λ_c＝(γλ₁-λ₂)/(γ-1)，D＝(γD₁-D₂)/(γ-1)(在相位中心之间的几何距离、电离层影响偏移量)，并且D_w＝λ_cD。

不是直接计算N₁，接收机首先确定δN₁。该确定需要特别使用下面元素的D_w准确模拟：

-双频率相位中心的组合：这是接收机和发射机天线相位中心的无电离层组合(L1和L2)；

-卫星的精确轨道；

-卫星姿态的规律(偏航姿态的规律)；

-卫星偏心率引起的相对论效应；

-接收机位置的准确模拟(用地球潮汐的模型)；

-对流层延伸的模拟(每站点垂直伸长，其中下降函数取决于地点，如在STANAG中定义)；

-结束的模拟(相位的几何旋转)。

通过滤波器估计的参数是：

-在每个时间步，卫星和站点的时钟h_eme和h_rec；

-对于每次经过，恒定相位模糊度δN₁(没有该模糊度是整数的约束)；

-每个站点的垂直对流层延伸，其具有随时间推移的小变化(通常是每4小时的恒定段)；

-精确的卫星轨道(如果精确轨道不作为输入数据提供)。

滤波器可最小二乘法公式化或更适合实时处理的Kalman公式化。滤波器使用的输入值是具有各自噪声的无电离层码和无电离层相位值，其中该值对于代码大约为1m，并且对于相位大约为1cm。在该步骤之后，滤波器获得通过

计算的经识别的残差δN₁的估计。残差δN₁的例子在图1中示出。(因为在滤波期间没有做出关于整数的假设，所以δN₁不是整数。)

该滤波步骤主要用来正确计算项D_w(几何模拟)。在该阶段识别的时钟随后用作初始值，由此允许随后工作于较小时钟变化，但这不是必要的。

通过由滤波获得的D_w的值，滤波器现在查找在基准网络层面的δN₁的整数值。再一次，滤波器使用方程

${\hat{Q}}_c-D_w={\mathrm{\&lambda;}}_c\mathrm{\&delta;}{N}_1+h_{\mathrm{rec}}-h_{\mathrm{eme}}---\left(E16\right)$

其中D_w现在取通过滤波发现的值。注意该方程具有全局不可观察性。当然，滤波器可移动给定发射机的值δN₁，以及对应值h_eme和/或h_rec，同时保持方程有效：

${\hat{Q}}_c-D_w={\mathrm{\&lambda;}}_c(\mathrm{\&delta;}{N}_1+\mathrm{\&alpha;})+(h_{\mathrm{rec}}-{\mathrm{\&lambda;}}_c\mathrm{\&alpha;})-h_{\mathrm{eme}}---\left(E17\right)$

在此阶段，滤波器迭代计算从其时钟被取作基准时钟的第一站(第一基准接收机)开始，并连续添加站点以便完成整个网络的值h_eme。

对于第一站，接收机选择δN₁＝0和h_rec＝0。该选择是任意的，并得到从第一站可见的卫星的一组h_eme，使得方程(E16)有效。

站点的添加执行如下。通过在添加站点之前获知的该组h_eme，计算每次经过(δN₁)必需被表达为整数值的残差δN₁+h_rec/λ_c，以及每个时间步的实值(等于增加站点的时钟h_rec)。图2示出新增站点的残差δN₁+h_rec/λ_c。注意残差通过整数值隔开，并且它们从最近整数值的偏离是相同的。可因此假定在残差和最近整数值之间的偏离等于h_rec/λ_c，并且整数值自身等于δN₁。

注意对于新站，卫星时钟并因此残差δN₁+h_rec/λ_c对于一部分经过是仅已知的、先验的。但由于每次经过的δN₁恒定(周期间断包括在

中)，因此可延伸到整个经过。给定卫星从站点可见的时间仅部分等于该卫星从邻近站点可见的时间。在站点之间的距离越大，共有观测时间的长度越短。这意味着接收机总是添加邻近先前站点中至少一个的站点。

注意与该组整数δN₁一起，接收机还获得一组一致的卫星时钟h_eme和接收机h_rec，使第一站点的时钟作为其基准时钟。

使用值{μ_eme ^j}(至少一天内有效)和{h_eme ^j}(需要在每个出现时间(epoch)更新)，网络外的双频率接收机可用有效方式确定看得见的卫星的模糊度N₁。

另一方面，为得到量Θ_eme，接收机海必须获知方程(E7)右侧上第二项的发射机部分，即(h_p，eme-h_eme+τ_p，eme+τ_eme)/2，其在后面表示为C_eme。此外定义：

C_rec＝(h_p，rec-h_rec+τ_p，rec+τ_rec)/2，以及ΔC＝C_rec-C_eme。

在基准接收机的网络中，由于前面的计算，因此μ_rec、N_w、N₁、h_rec和h_eme的值已知。量ΔC因此是可观测量：

$\mathrm{\&Delta;C}=\frac{P_1+{\mathrm{\&lambda;}}_1{L}_1}{2}-D_1-\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_{1}W}{2}-\mathrm{\&Delta;h}+\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_1{N}_1}{2}=C_{\mathrm{rec}}-C_{\mathrm{eme}}---\left(E18\right)$

注意，ΔC等于通过从载波码移位组合(即，从项(P₁+λ₁L₁)/2)减去(模拟的)几何成分获得的测量残差，该几何成分包括距离和结束效应(即，项D₁+λ₁W/2)，接收机和发射机无电离层时钟值的成分(即，项Δh)，以及相位测量的模糊度的成分(即，项-λ₁N₁/2)。接收机可在每个时间步(例如)通过最小二乘法计算测量残差的接收机和发射机部分C_rec和C_eme(在图2中的步骤S4)。考虑网络中的全部接收机，可具有下面形式的方程组：

${\{\mathrm{\&Delta;}{C}_i^j=C_{\mathrm{rec},i}-C_{\mathrm{eme}}^j\}}_{i,j}---\left(E19\right)$

其可写作

其中Γ是偏导数的矩阵，并且

是未知数的矢量。 $\stackrel{\&RightArrow;}{x}=$ ${(C_{\mathrm{rec},1},...,C_{\mathrm{rec},I},{C_{\mathrm{eme}}}^1,...,{C_{\mathrm{eme}}}^J)}^T,$ 其中i＝网络中接收机的数量，并且J＝卫星的数量。

再次注意C_eme仅取决于卫星，由此C_rec仅取决于接收机。由于方程组(E19)包括小于未知数的一个方程，因此需要添加约束方程，其将(例如)C_eme的和或平均数固定为0：

${\mathrm{\&Sigma;}}_j{e}_{\mathrm{eme}}^j=0---\left(E20\right)$

因为关于测量的码噪声，所以发现的值C_eme非常有噪声。C_eme的曲线的两个例子26、28在图4中示出。通过模型使值平滑化来给出优选(在图2中的步骤S5)。发现，优选使用周期12小时的正弦函数，从而使其适应每个C_eme。因此接收机得到经平滑的值C′_eme ^j(t)。图5示出在用正弦函数平滑化之后的图4曲线。

作为辅助数据，接收机最终具有(在图2中的步骤S6)无电离层发射机时钟值h_eme(按时间步并且不是按卫星的值)，以及值C′_eme(通过正弦函数的参数识别)，该值可发射到网络外的接收机，并由其使用从而固定模糊度N₁。

一种在基准网络外的接收机中地理定位的方法，该方法提供在图3中示意示出的值h_eme和C′_eme。接收机针对从其地理位置可见的卫星执行代码和相位测量(在图3中的步骤S7)。另外，其接收值h_eme和C′_eme(在图3中的步骤S8)。通过在频率f₁的代码和相位测量，接收机可获得载波码移位可观测量(在图3中的步骤S9)。此外，通过使用辅助数据，接收机然后可计算该量：

$\frac{P_1^j+{\mathrm{\&lambda;}}_1{L}_1^j}{2}+h_{\mathrm{eme}}^j+C_{\mathrm{eme}}^j=D_1^j+\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_1{W}^j}{2}-\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_1{N}_1^j}{2}+h_{\mathrm{rec}}+C_{\mathrm{rec}}---\left(E21\right)$

在方程组(E21)中，卫星指数用来更清晰说明什么项是全部卫星共有的(接收机的全部频道)。注意项h_rec+C_rec为全部接收机频道共有，并且等效于要在每个时间步估计(例如，为每个测量)的全局时钟。取决于卫星的相位模糊度N₁每次经过(卫星可见的时间)仅采用单个值，这是在假设在该时间观测不受干扰并且相位跃变被检测并包括在相位测量L₁中的条件下。很有价值的是，使接收机获知值h_eme+C′_eme就足够了；因此值h_eme和C′_eme不需要分离发射。还要注意h_rec+C_rec等于如上面描述定义的Θ_rec；同样：h_eme+C′_eme＝Θ_eme。

如果接收机位置和对应的对流层延伸已知(即，如果D₁已知)，那么量(P₁+λ₁L₁)/2-λ₁W/2-D₁h_eme+C_eme合计约为通过等于整数的多个λ₁/2的间隔分离的值。

如果接收机希望确定接收机的位置(在此情况下D₁在开始未知)，那么可以例如在某个周期(例如，几小时)求解最小二乘法问题，其中确定下面参数(在图3中的步骤S10)：

·接收机的位置(包括在D₁的模拟中)；

·垂直对流层延伸(包括在D₁的模拟中)；

·与载波码移位组合相关联的时钟接收机(h_rec+C_rec)；以及

·相位模糊度(每次经过一个值)。

然后可通过“自举”机制确定该模糊度；在其它模糊度合计约为整数值并可迭代确定之后，模糊度固定到任意整数。

使用信息h_eme和C′_eme，载波码移位测量变为不模糊的可观测量，没有电离层成分(“无电离层”)，并具有等于码噪声一半的噪声。PPP(“精密点定位”)在纯随机定位中具有20到50cm的准确度。如果接收机通过存储若干分钟的测量执行接收机的静止定位，那么定位的准确度迅速增加。例如，接收机(通过不受多路径影响的接收机)对于四分之一小时测量获得约10cm的定位准确度，以及对于半小时数据获得约2cm的定位准确度。引导时间约为一小时。

Claims (13)

1.一种确定辅助数据从而帮助处理源自一组导航卫星的无线电导航信号的方法，所述卫星每个都至少广播第一频率的第一无线电导航信号和不同于所述第一频率的第二频率的第二导航信号，所述方法包括以下操作：

根据基准网络中的接收机所记录的所述无线电导航信号来接收码和相位测量；所述相位测量每个都具有模糊度，即，先验、未知的整数个周期；

以对于全部所述卫星和基准接收机一致的方式解析在所述第一频率的所述相位测量中的所述模糊度；

推导出源于所述模糊度的一致解析的一组无电离层发射机相位时钟值，以及源于所述模糊度的一致解析的一组无电离层接收机相位时钟值；

针对每个卫星-基准接收机对，根据由所述基准接收机针对所述卫星在所述第一频率执行的所述码测量和所述相位测量来计算载波码移位组合值，并从所述值减去所述几何成分、所述无电离层接收机相位时钟值和所述无电离层发射机相位时钟值的成分以及所述相位测量的已解析模糊度的成分，从而获得测量残差；

以对于全部所述卫星和所述网络的接收机一致的方式将所述获得的测量残差中的每一个分离为发射机部分和接收机部分；以及

使所述测量残差的所述发射机部分平滑。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，与所述模糊度的所述一致解析相关联的所述无电离层发射机时钟值，以及所述测量残差的被平滑的所述发射机部分作为辅助数据被提供至所述网络外的接收机。

3.根据权利要求1或2所述的方法，包括针对所述一组卫星中的每一个卫星来计算与所述载波码移位组合相关联的发射机时钟值作为所述无电离层发射机时钟值与被平滑的所述测量残差之和的操作。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，与所述载波码移位组合相关联的所述发射机时钟值作为辅助数据被提供至所述网络外的接收机。

5.根据权利要求2或4所述的方法，其中，所述提供在电信频道实现。

6.根据权利要求1至5中任何一项所述的方法，其中，所述测量残差的所述发射部分的平滑化每次通过调整周期为12小时的正弦函数来执行。

7.一种包含载体装置的计算机程序产品，所述载体装置包含被配置成在计算机上运行时实现根据权利要求1至6中任何一项所述方法的计算机程序码。

8.一种通过源自一组卫星的无线电导航信号的地理定位方法，所述卫星每个都至少广播第一频率的第一无线电导航信号和不同于所述第一频率的第二频率的第二无线电导航信号，所述方法在无线电导航信号接收机的层面包含下面的操作：

为所述组的并且从所述接收机可见的每个卫星接收至少所述第一无线电导航信号；

针对每个可见卫星执行接收到的所述第一无线电导航信号的码测量和相位测量，所述相位测量表现先验的未知整数周期的模糊度；

接收一组辅助数据；所述方法的特征在于

针对所述一组卫星中的每个卫星，所述一组辅助数据包括足够重构与所述载波码移位组合相关联并以对全部所述卫星和基准网络中的接收机一致的方式获得的所述发射机时钟值的数据；

以及以下操作：

针对每个卫星根据所述第一无线电导航信号的所述码测量和所述相位测量来计算载波码移位组合值，并从该载波码移位组合值减去与所述载波码移位组合相关联的所述发射机时钟值，从而获得不模糊的载波码移位可观测量；以及

使用所述不模糊的载波码移位可观测量来确定所述接收机的位置。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，足够重构与所述载波码移位组合相关联的所述发射机时钟值的所述数据包括与所述载波码移位组合相关联的卫星时钟值。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，足够重构与所述载波码组合移位值相关联的所述发射机时钟值的所述数据包括通过根据权利要求1至6中任何一项所述的方法获得的与所述模糊度的所述一致解析相关联的所述无电离层发射机相位时钟值以及所述测量残差的被平滑的发射机部分。

11.根据权利要求1至6或8至10中任何一项所述的方法，其中，所述第一频率在1575.42MHz、1227.6MHz、1176.45MHz、1207.14MHz、1278.75MHz、1561.098MHz、1589.742MHz、1207.14MHz或1268.52MHz中选择。

12.一种包含载体装置的计算机程序产品，所述载体装置包括被配置成在计算机上运行时实现根据权利要求8至10中任何一项所述方法的计算机程序码。

13.一种GNSS接收机，所述GNSS接收机被配置成实现根据权利要求8至10中任何一项所述的方法。

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