CN102348305B - 高pfc的反激式恒流控制系统及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高PFC的反激式恒流控制系统及其方法。该恒流控制系统包括直流取样电路和控制电路。该直流取样电路用于提取该恒流控制系统的交流输入电压(Vin-ac)中的直流分量，并将该提取到的直流电压发送至控制电路。该控制电路基于该提取到的直流电压控制该开关管的开启时间(Ton)，并使该开关管开启时间与提取到的直流电压成反比，进而使该变压器主级线圈电感峰值电流的相位与该恒流控制系统交流输入电压的相位相等。本发明适用于反激式变换器的恒流控制系统。

Description

高PFC的反激式恒流控制系统及其方法

技术领域

本发明涉及反激式恒流控制电路，尤其涉及高PFC(Power FactorCorrection，功率校正因数)的反激式恒流控制电路。

背景技术

用大功率LED灯进行市电照明符合节能环保要求，LED照明是市电照明发展的必然趋势。目前，通常采用反激式变换器为市政LED灯提供恒流电能。

图1是现有技术中的反激式变换器结构原理图。图1中，NMOS管M3是开关管，用于驱动变压器T1的主级线圈电感；LED1、LED2......LEDn是用于市电照明的若干串联大功率LED灯，设该若干串联LED灯正向导通压降为VLED，即输出电压为VLED；反激式变换器的输入电压Vin-ac是市政民用交流电，目前世界上最常用的民用交流电有两种，一种是110V、100Hz，另一种是220V、50Hz。

如果直接将市政交流电接入到反激式变换器中，则输送到LED灯的有效功率将非常低，即导致PFC值非常低。PFC(Power Factor Correction，功率校正因数)指的是有效功率与视在功率之间的关系，其用来衡量电力被有效利用的程度，PFC值越大，代表电力利用率越高。

在模拟电路中，电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失。因此如果要提高市政交流电的有效功率，增大PFC值，就需要使图1中反激式变换器的变压器T1主级电感线圈上的峰值电流相位与交流输入电压Vin-ac相位之间差值最小。

发明内容

本发明提供了一种高PFC的反激式恒流控制系统及其方法。

在第一方面，本发明提供了一种恒流控制系统，该系统包括反激式变换器，该变换器包括开关管和变压器，该恒流控制系统的输入电压为交流电压，并且该恒流控制系统包括直流取样电路和控制电路。

该直流取样电路用于提取该恒流控制系统的交流输入电压中的直流分量，并将该提取到的直流电压发送至控制电路。该控制电路基于该提取到的直流电压控制开关管的开启时间，并使该开关管开启时间与该提取到的直流电压成反比，进而使变压器主级线圈电感峰值电流的相位与该恒流控制系统交流输入电压的相位相等。

进一步地，该控制电路还包括用于接收该恒流控制系统输出电压并基于该输出电压控制开关管周期，使该开关管周期与该输出电压成反比，进而使该恒流控制系统输出的平均电流恒定的模块。

进一步地，该直流取样电路包括第四二极管和第六电容，且该第四二极管与该第六电容相连，并将该连接点作为该直流取样电路与控制电路间的连接点。

在第二方面，本发明提供了一种基于控制反激式变换器中开关管开启的恒流控制方法，该反激式变换器包括开关管和变压器，且该恒流控制方法包括以下步骤：

首先，提取该反激式变换器的交流输入电压中的直流分量；

然后，基于该提取到的直流电压控制开关管的开启时间，使该开关管开启时间与该提取到的直流电压成反比，进而使变压器主级线圈电感峰值电流的相位与该交流输入电压的相位相等。

本发明通过使反激式变换器的开关管开启时间与市政交流输入电压中的直流分量成反比的方式，使该变压器的主级电感线圈上的峰值电流相位与该交流输入电压相位相等，从而得到高PFC的恒流控制系统。因此，本发明在得到恒定输出电流的同时，使得输出至LED灯的有效功率最大。

附图说明

下面将参照附图对本发明的具体实施方案进行更详细的说明，在附图中：

图1是现有技术中的反激式变换器结构原理图；

图2是本发明一个实施例的反激式恒流控制系统框图；

图3是本发明一个实施例的整流后的交流输入电压、主级线圈峰值电流、次级线圈输出电流的波形对照图；

图4是图2反激式恒流控制系统的一个具体实现电路图。

具体实施方式

图2是本发明一个实施例的反激式恒流控制系统框图。该恒流控制系统包括若干LED照明灯、反激式变换器、整流电路210、直流取样电路220、控制电路230。其中，该若干LED照明灯由LED1......LEDn串联组成，且该若干串联LED的压降为VLED。

该反激式变换器可以是现有技术中的任意一种反激式变换电路，图2仅示意出一种常见的反激式变换器结构，其用于向LED灯提供电能。图2中，反激式变换器包括变压器T1、MOS管M3、二极管D2、电容C4，且该变压器T1的主级线圈与开关管M3相连，该变压器T1的次级线圈与二极管D2、电容C4相连。

整流电路210用于整流交流电Vin_ac，设交流电为Vin·sin(ωt)，则整流后的交流电为Vin·|sin(ωt)|。

直流取样电路220用于提取整流后交流电压Vin·|sin(ωt)|中的直流分量Vin，设提取到的直流电压值为k3*Vin(其中，k3可以是任意大于零小于一的常数)，则该直流取样电路220将该提取到的直流电压k3*Vin发送至控制电路230。

控制电路230基于该提取到的直流电压k3*Vin控制开关管M3的开启时间Ton，使该开关管开启时间Ton与该提取到的直流电压k3*Vin成反比，以便输入至变压器T1主级线圈的电感峰值电流相位与交流输入电压相位相等；同时该控制电路230控制开关管M3的周期Tsw，使该开关管周期Tsw与输出电压VLED成反比，以便输入至LED灯的均值电流恒定。

较佳地，该反激式恒流控制系统还包括输出电压采样电路，该输出电压采样电路一端连接至该反激式控制电路的输出端，另一端与控制电路230相连，其用于采样输出电压VLED，以便使输出端的LED灯绝缘。

下面详述图2中变压器T1主级电感线圈上的峰值电流相位等于交流输入电压Vin-ac相位，以及输出至LED灯的电流为恒定电流的推导过程。

假设开关管开启时间Ton与提取到的直流电压k3*Vin之间的反比系数为k1，即

$T_{\mathrm{on}}=\frac{k_1}{k_3\·\mathrm{Vin}}---\left(1\right)$

根据电感公式

可得变压器T1主级线圈的电感峰值电流Ipk(t)为，

$I_{\mathrm{pk}}\left(t\right)=\frac{\mathrm{Vin}\·\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}{L_p}\·T_{\mathrm{on}}---\left(2\right)$

其中，Vin·|sin(ωt)|为整流后的交流电，Lp为变压器T1的主级线圈电感值。

将公式(1)带入公式(2)得，

$I_{\mathrm{pk}}\left(t\right)=\frac{\mathrm{Vin}\·\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}{L_p}\·\frac{k_1}{k_3\·\mathrm{Vin}}=\frac{k_1\·\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}{k_3\·L_p}---\left(3\right)$

由公式(3)可以看出，变压器T1主级线圈的峰值电流Ipk(t)相位wt与整流后的交流电压Vin·|sin(ωt)|相位wt相同，并且与交流输入电压Vin·sin(ωt)的相位wt相同。因此，图2电路具有高PFC值，且输入至LED灯的有效功率最大。

整流后的交流输入电压Vin·|sin(ωt)|、主级线圈峰值电流Ipk(t)的波形图参见图3，图3是本发明一个实施例的整流后的交流输入电压、主级线圈峰值电流、次级线圈输出电流的波形对照图。由图3可以看出，主级线圈上的峰值电流Ipk(t)与整流后的交流输入电压Vin·|sin(ωt)|具有相同相位，即相位差最小(为零)，因此，本发明具有高精度的PFC。需要说明的是，通过取如下数值得到图3中的仿真波形图：民用电压为110V、100HZ(即k1＝630，k3＝1，k2＝200，Lp＝1.5mH。

将公式(3)代入能量公式从而得到Ton时间内变压器主级线圈电感储存的能量，

$E_p\left(t\right)=\frac{1}{2}\frac{{k_1}^2\·{\sin }^2\left(\mathrm{\ωt}\right)}{{k_3}^2\·L_p}---\left(4\right)$

假设开关管周期Tsw与输出电压VLED之间的反比系数为k2，则输出至LED的电流为，

$I_{\mathrm{LED}}\left(t\right)=\frac{E_p\left(t\right)}{V_{\mathrm{LED}}\·T_{\mathrm{sw}}}=\frac{1}{2}\frac{{k_1}^2\·{\sin }^2\left(\mathrm{\ωt}\right)}{{k_3}^2\·k_2\·L_p}---\left(5\right)$

根据公式(5)可以得到输出至LED的平均电流

为，

$\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{LED}}}={\∫}_0^{2\mathrm{\π}}\frac{1}{2}\frac{{k_1}^2\·{\sin }^2\left(\mathrm{\ωt}\right)}{{k_3}^2\·k_2\·L_p}d\left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{1}{2}\frac{{k_1}^2\·\mathrm{\π}}{{k_3}^2\·k_2\·L_p}---\left(6\right)$

由公式(6)可以看出，在图2反激式恒流控制电路中，输出至LED的均值电流

是固定数值

即次级线圈输出均值电流恒定，因此本实施例的电路在具有高PFC的同时具有恒定的输出电流，即图2中的反激式恒流控制电路是高PFC的反激式恒流控制电路。

图4是图2反激式恒流控制系统的一个具体实现电路图。该反激式恒流控制系统包括缓冲器、整流电路、直流取样电路、输出电压采样电路，以及包括未做标注的控制电路、反激式变换器和若干LED照明灯。其中，反激式变换器包括MOS管M3、主级线圈、次级线圈、二极管D2、电容C4；若干LED照明灯包括相互串联的LED1......LEDn，且该若干串联LED灯的压降为VLED；控制电路包括电阻R1、电容C1、参考电压Vref1、比较器Comp1、触发器RS1、NMOS管MN1、触发器RS2、比较器Comp2、NMOS管MN2、参考电压Vref2、电阻R2和电容C2。

缓冲器用于保护反激式变换器中的MOS管M3，使其不被主级电感线圈的感生电动势击穿。具体地，该缓冲器包括电阻R3、电容C3、电阻R4、二极管D1，且该电阻R3与电容C3并联后再与电阻R4、二极管D1串联。需要说明的是，该缓冲器可以是任意一种缓冲器，不限于此种缓冲器结构。

整流电路是一个桥式整流器，经该桥式整流器后交流电Vin·sin(ωt)被整流成Vin·|sin(ωt)|。

直流取样电路包括二极管D4、电容C6，其中，该二极管D4一端与整流电路及缓冲器相连，另一端与电容C6相连，且将该二极管D4与电容C6间的连接点作为直流取样电路与控制电路间的连接点。

具体地，整流后的交流输入电压Vin·|sin(ωt)|通过二极管D4对电容C6进行充电，由于该整流电压Vin·|sin(ωt)|最大值为Vin，因此电容C6被充电得到的电压为Vin，从而输入至控制电路的取样电压为Vin。

控制电路中的电阻R1通过取样电压对电容C1充电，当电容C1两端电压达到参考电压Vref1时，比较器Comp1输出逻辑电平1至触发器RS2的R端，使触发器RS2复位到0，则RS2输出Q端电压为0，开关管M3关闭；同时，比较器Comp1输出逻辑电平1至触发器RS1的S端，使触发器RS1被置位为逻辑电平1，则RS1输出Q端电压为1，从而使NMOS管MN1被开启，进而使电容C1、NMOS管MN1构成回路，电容C1被迅速放电至0，V1点电压为0。由于此时NMOS管MN1处于开启状态，电容C1、NMOS管MN1构成回路，因此取样电压无法通过电阻R1对电容C1充电，需要等待NMOS管MN1被触发器RS1关闭后，才能通过电阻R1对电容C1充电。下面阐述如何通过控制触发器RS1中的R端使MN1关闭。

输出电压采样电路包括辅助线圈、二极管D3、电阻R6、电容C5，且该辅助线圈分别与相互串联的二极管D3、电阻R6及电容C5相连，其用于采样若干串联LED灯的电压VLED，以便使LED灯绝缘。假设辅助线圈与次级线圈的匝数比为k，则辅助线圈电压经过二极管D3整流后的直流电压为k*VLED，而后该直流电压k*VLED再通过电阻R2对电容C2进行充电。

当电容C2两端电压达到参考电压Vref2时，比较器Comp2输出逻辑电平1至触发器RS1的R端及触发器RS2的S端，使触发器RS1复位，使触发器RS2置位；此时NMOS管MN1接收来自RS1的逻辑电平0后被关闭，C1又开始充电，节点V1电压从0上升至Vref1，此时V3点电压为逻辑电平1，开关管M3被开启。

在比较器Comp2输出逻辑电平1至RS1中R端的同时，该比较器Comp2同时输出逻辑电平1至NMOS管MN2，使MN2开启，在MN2被开启的瞬间，节点V2通过MN2与地相连，则V2点电压为0，此时比较器Comp2输出电压又翻转到逻辑电平0，MN2被关闭，电容C2又重新被直流电压k*VLED通过电阻R2充电，直到节点V2电压再次达到参考电压Vref2。

下面阐述图4中变压器主级电感线圈上的峰值电流相位等于交流输入电压相位，以及输出至LED灯的电流为恒定电流的推导过程。

图4中，在电容C1充电过程中，V3点电压为逻辑电平1，此时开关管M3被开启，取样电压对变压器的主级线圈电感Lp充电，其充电时间Ton等于M3开启时间，也即等于电容C1充电时间，因此主级线圈电感Lp充电时间Ton满足，

$T_{\mathrm{on}}=\frac{C_1\·\mathrm{Vref}1}{I_1}=\frac{R_1\·C_1\·\mathrm{Vref}1}{\mathrm{Vin}}---\left(7\right)$

根据公式(2)可得变压器T1主级线圈的电感峰值电流Ipk(t)为，

$I_{\mathrm{pk}}\left(t\right)=\frac{R_1\·C_1\·\mathrm{Vref}1\·\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}{L_p}---\left(8\right)$

由公式(8)可以看出，图4中的变压器T1主级线圈的峰值电流Ipk(t)相位wt与输入的交流电压Vin·sin(ωt)相位wt相同，因此图4电路具有高PFC值。

此外，在Ton时间内，变压器主级线圈电感储存的能量Ep(t)为，

$E_p\left(t\right)=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}{\left(t\right)}^2\·L_p=\frac{{R_1}^2\·{C_1}^2\·{\mathrm{Vref}1}^2\·{\sin }^2\left(\mathrm{\ωt}\right)}{2\·L_p}---\left(9\right)$

图4中，当V3点电压为0时，开关管M3被关闭，变压器主级线圈电感Lp电流被耦合到次级线圈中，且所有在主级线圈电感上储存的能量都被耦合到次级线圈，则变压器次级线圈电感存储的能量也为Ep。

开关管M3周期Tsw即为V3点电压变化周期，V3点电压变化周期等于V2点电压变化周期，即等于C2充电时间，则开关管M3周期Tsw为，

$\mathrm{Tsw}=\frac{C_2\·\mathrm{Vref}2}{I_2}=\frac{R_2\·C_2\·\mathrm{Vref}2}{k\·V_{\mathrm{LED}}}---\left(10\right)$

输出至LED的电流ILED(t)为，

$I_{\mathrm{LED}}\left(t\right)=\frac{E_p\left(t\right)}{V_{\mathrm{LED}}\·\mathrm{Tsw}}=\frac{k\·E_p\left(t\right)}{R_2\·C_2\·\mathrm{Vref}2}---\left(11\right)$

将公式(9)带入到公式(11)中，得

$I_{\mathrm{LED}}\left(t\right)=\frac{k\·{R_1}^2\·{C_1}^2\·{\mathrm{Vref}1}^2\·{\sin }^2\left(\mathrm{wt}\right)}{2\·L_p\·R_2\·C_2\·\mathrm{Vref}2}---\left(12\right)$

因此输出至LED的平均电流

为，

$\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{LED}}\left(t\right)}={\∫}_0^{2\mathrm{\π}}\frac{k\·{R_1}^2\·{C_1}^2\·{\mathrm{Vref}1}^2\·{\sin }^2\left(\mathrm{wt}\right)}{L_p\·R_2\·C_2\·\mathrm{Vref}2}d\left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{k\·{R_1}^2\·{C_1}^2\·{\mathrm{Vref}1}^2\·\mathrm{\π}}{2\·L_p\·R_2\·C_2\·\mathrm{Vref}2}---\left(13\right)$

由公式(13)可以看出，图4中的反激式控制电路输出至LED的均值电流

是固定数值

即次级线圈输出的均值电流恒定，因此图4电路在具有高PFC的同时具有恒定的输出电流，即图4中的反激式恒流控制电路是高PFC的反激式恒流控制电路。

显而易见，在不偏离本发明的真实精神和范围的前提下，在此描述的本发明可以有许多变化。因此，所有对于本领域技术人员来说显而易见的改变，都应包括在本权利要求书所涵盖的范围之内。本发明所要求保护的范围仅由所述的权利要求书进行限定。

Claims (11)

1.一种恒流控制系统，其中，该系统包括反激式变换器，该变换器包括开关管(M3)和变压器(T1)，并且该恒流控制系统的输入电压为交流电压(Vin-ac)；其特征在于，该恒流控制系统包括直流取样电路和控制电路；

该直流取样电路用于提取该恒流控制系统的交流输入电压(Vin-ac)中的直流分量，并将该提取到的直流电压发送至所述控制电路；

该控制电路基于所述提取到的直流电压控制该开关管(M3)的开启时间(Ton)，并使该开关管开启时间(Ton)与所述提取到的直流电压成反比，进而使所述变压器(T1)主级线圈电感峰值电流的相位与该恒流控制系统交流输入电压(Vin-ac)的相位相等；

该恒流控制系统包括输出电压采样电路，该输出电压采样电路一端连接至该恒流控制系统输出端，另一端与所述控制电路相连，其用于采样该恒流控制系统的输出电压；

所述开关管开启时间(Ton)与所述提取到的直流电压之间的反比关系为，

$T_{\mathrm{on}}=\frac{C_1\·\mathrm{Vref}1}{I_1}=\frac{R_1\·C_1\·\mathrm{Vref}1}{\mathrm{Vin}}$

其中，C1为电容，Vref1为参考电压，R1为电阻，Vin为交流电压中的直流分量，即直流电压。

2.如权利要求1所述的一种恒流控制系统，其特征在于，所述控制电路还包括接收该恒流控制系统输出电压(VLED)并基于该输出电压控制所述开关管周期(Tsw)，使该开关管周期(Tsw)与该输出电压(VLED)成反比，从而使该恒流控制系统输出的平均电流

恒定的模块。

3.如权利要求1所述的一种恒流控制系统，其特征在于，所述直流取样电路包括第四二极管(D4)和第六电容(C6)，且该第四二极管(D4)与该第六电容(C6)相连，并将该连接点作为所述直流取样电路与所述控制电路间的连接点。

4.如权利要求1所述的一种恒流控制系统，其特征在于，所述控制电路包括第一电阻(R1)、第一电容(C1)、第一比较器(Comp1)、第一晶体管(MN1)、第一触发器(RS1)；

所述第一比较器(Comp1)同相端连接至所述第一电阻(R1)与第一电容(C1)之间的连接点，且该第一比较器(Comp1)同相端与该第一晶体管(MN1)漏极相连；该第一比较器(Comp1)反相端与第一参考电压相连；该第一比较器(Comp1)输出端与该第一触发器(RS1)的输入端相连；且该第一触发器(RS1)输出端与该第一晶体管(MN1)栅极相连。

5.如权利要求4所述的一种恒流控制系统，其特征在于，所述控制电路包括第二电阻(R2)、第二电容(C2)、第二晶体管(MN2)、第二比较器(Comp2)；

所述第二比较器(Comp2)同相端连接至所述第二电阻(R2)与第二电容(C2)之间的连接点，且该第二比较器(Comp2)同相端与该第二晶体管(MN2)漏极相连；该第二比较器(Comp2)反相端与第二参考电压相连；且该第二比较器(Comp2)输出端与该第二晶体管(MN2)栅极相连。

6.如权利要求5所述的一种恒流控制系统，其特征在于，所述控制电路包括第二触发器(RS2)，且该第二触发器(RS2)的一个输入端与所述第一比较器(comp1)输出端相连，另一个输入端与所述第二比较器(comp2)输出端相连；并将该第二触发器(Rs2)输出端连接至所述开关管(M3)，以控制该开关管(M3)的开启。

7.如权利要求1所述的一种恒流控制系统，其特征在于，该恒流控制系统包括整流电路，该整流电路用于整流该恒流控制系统的交流输入电压。

8.如权利要求1所述的一种恒流控制系统，其特征在于，所述恒流控制系统包括缓冲器，该缓冲器用于保护所述反激式变换器中的开关管(M3)，以免该开关管被所述变压器(T1)的主级电感线圈的感生电动势击穿。

9.如权利要求1所述的一种恒流控制系统，其特征在于，所述反激式变换器中变压器(T1)主级线圈的电感峰值电流为，

$I_{\mathrm{pk}}\left(t\right)=\frac{R_1\·C_1\·\mathrm{Vref}1\·\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}{L_p}$

其中，R1为第一电阻值、C1为第一电容，Vref1为第一参考电压值，sin(wt)是该输入交流电压中的交流分量，Lp为该变压器(T1)主级线圈的电感值。

10.如权利要求6所述的一种恒流控制系统，其特征在于，该恒流控制系统的输出均值电流为，

$\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{LED}}\left(t\right)}=\frac{k\·{R_1}^2\·{C_1}^2\·\mathrm{Vref}{1}^2\·\mathrm{\π}}{2\·L_p\·R_2\·C_2\·\mathrm{Vref}2}$

其中，k为常数，R1为第一电阻，C1为第一电容，Vref1为第一参考电压，Lp为反激式变换器主级线圈的电感，R2为第二电阻，C2为第二电容，Vref2为第二参考电压。

11.一种基于控制反激式变换器中开关管开启的恒流控制方法，该反激式变换器包括开关管(M3)和变压器(T1)，其特征在于，包括：

首先，提取该反激式变换器的交流输入电压(Vin-ac)中的直流分量；

然后，基于该提取到的直流电压控制所述开关管(M3)的开启时间(Ton)，使该开关管开启时间(Ton)与所述提取到的直流电压成反比，进而使所述变压器(T1)主级线圈电感峰值电流的相位与该交流输入电压(Vin-ac)的相位相等；

最后，采样该反激式变换器的输出电压；

所述开关管开启时间(Ton)与所述提取到的直流电压之间的反比关系为，

$T_{\mathrm{on}}=\frac{C_1\·\mathrm{Vref}1}{I_1}=\frac{R_1\·C_1\·\mathrm{Vref}1}{\mathrm{Vin}}$

其中，C1为电容，Vref1为参考电压，R1为电阻，Vin为交流电压中的直流分量，即直流电压。

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