CN102315901A - 不连续发射dtx的判决方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种不连续发射DTX的判决方法和装置，属于通信领域。其中，该方法包括：当前噪声通道数小于通道门限时，获取空闲循环移位；对于该空闲循环移位，根据上行控制信道采用的循环前缀形式，从一个时隙的所有单载波频分多址接入SC-FDMA符号中选择一组符号；设置新噪声通道为所选择的符号组与正交序列的共轭的内积；若当前噪声通道数与新噪声通道的个数之和大于或等于通道门限，根据当前噪声通道与新噪声通道进行DTX的判决。通过本发明，提高了DTX判决的准确性。

Description

不连续发射DTX的判决方法和装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种不连续发射DTX的判决方法和装置。

背景技术

图1为LTE(Long Term Evolution，长期演进)系统中的上行控制信道PUCCH格式1/1a/1b时导频位和数据位的分布示意图，其中，上行控制信道采用的是标准循环前缀(Normal CP)，符号2，3，4为导频位，符号0，1，5和6为数据位；图2给出了另一种上行控制信道PUCCH格式1/1a/1b时导频位和数据位的分布示意图，图2中的上行控制信道采用的是扩展循环前缀(Extended CP)，符号2，3为导频位，符号0，1，4和5为数据位。

结合协议3GPP TS 36.212：″通用陆地无线接入进展(E-UTRA，Evolved Universal Terrestrial Radio Access)，Physical Channels andModulation(物理信道和调制)″中的公式(1)-(2)给出了上行控制信道的加扰和块扩展过程。

复值符号d(0)乘以一个长度的循环移位序列

即

$y\left(n\right)=d\left(0\right)\·r_{u,v}^{\mathrm{\α}}\left(n\right),$ $n=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{seq}}^{\mathrm{PUCCH}}-1$ 公式(1)

得到复值符号块

其中，u，v的取值参照上述协议，α随着符号的序号和时隙序号按照如下的方式进行变化。

用S(n_s)对

进行加扰，并用正交序列

对按照如下方式进行块扩展：

$z(m^{\′}\·N_{\mathrm{SF}}^{\mathrm{PUCCH}}\·N_{\mathrm{seq}}^{\mathrm{PUCCH}}+m\·N_{\mathrm{seq}}^{\mathrm{PUCCH}}+n)=S\left(n_s\right)\·w_{n_{\mathrm{oc}}}\left(m\right)\·y\left(n\right)$ 公式(2)

其中，

m′＝0，1，

n_oc，α和n′(n_s)的取值见下述公式(3)至公式(7)。

公式(3)

$\mathrm{\α}(n_s,l)=2\mathrm{\π}\·n_{\mathrm{cs}}(n_s,l)/N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}$ 公式(4)

公式(5)为： $n_{\mathrm{cs}}(n_s,l)=$

$\left\{\begin{array}{cc}[n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l)+(n^{\′}\left(n_s\right)\·{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{shift}}^{\mathrm{PUCCH}}+\left(n_{\mathrm{oc}}\left(n_s\right)\mathrm{mod}{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{shift}}^{\mathrm{PUCCH}}\right))\mathrm{mod}{N}^{\′}]\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}& \mathrm{NormalCP}\\ [n_{\mathrm{cs}}^{\mathrm{cell}}(n_s,l)+(n^{\′}\left(n_s\right)\·{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{shift}}^{\mathrm{PUCCH}}+n_{\mathrm{oc}}\left(n_s\right)/2)\mathrm{mod}{N}^{\′}]\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}& \mathrm{ExtendedCP}\end{array}\right.$

其中，

$c=\left\{\begin{array}{cc}3& \mathrm{NormalCP}\\ 2& \mathrm{ExtendedCP}\end{array}\right.;$

n′(n_s)的计算需要对n_s为偶数时隙和奇数时隙分别进行考虑，n′(n_s)的计算参见下述公式，即公式(6)和公式(7)如下：

对于偶数时隙n_s：

公式(6)

对于奇数时隙n_s：

公式(7)

其中， $h=(n^{\′}(n_s-1)+d)\mathrm{mod}(c{N}^{\′}/{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{shift}}^{\mathrm{PUCCH}}),$ $d=\left\{\begin{array}{cc}2& \mathrm{NormalCP}\\ 0& \mathrm{ExtendedCP}\end{array}\right..$

对于标准PUCCH格式1/1a/1b(即无Sounding参考信号时)，2个时隙

对于PUCCH格式1/1a/1b(即有Sounding参考信号时)，第一个时隙

第二个时隙

正交序列

见表1和2，其中，表1的正交序列

的

表2的正交序列

的

表1

表2

从公式(5)可以看出，在发送端由于

使得同一用户在不同符号上的循环移位n_cs不相同，在接收端，除去

给不同符号上引入的循环偏移，在一个时隙中，同一用户在每个符号上的循环移位n_cs′是相同的。不同的用户通过循环移位n_cs′和正交序列索引号n_oc进行区分。

如图3所示的不同用户通过循环移位n_cs′和正交序列索引号n_oc进行区分的示意图。以上行控制信道采用Normal CP为例，其中，n_cs′表示除去

给不同符号上引入的循环偏移后的循环移位数，在一个时隙中，同一用户在每个符号上n_cs′是相同的。在发送端，当多个用户映射到一个资源块RB上时，每个用户在36个通道中的一个上发送数据；在接收端进行信道估计时，通过循环移位n_cs′和正交序列索引号n_oc得到每个用户占用的通道，记作信号通道；剩余的通道记作噪声通道。对于每个用户在进行DTX判决时，将相应信号通道上的信号功率与所有噪声通道上的平均噪声功率的比值与预设的门限进行对比。如果比值小于该门限，则判为DTX；否则判为发送数据。

发明人发现上述的相关技术中，随着映射在同一资源块RB上用户数的增加，用于估计噪声功率的噪声通道数随之减少，进而导致估计的噪声功率不可靠，影响了DTX的判决结果。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种不连续发射DTX的判决方法和装置，以至少解决上述DTX判决不准确的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种不连续发射DTX的判决方法，包括：当前噪声通道数小于通道门限时，获取空闲循环移位；对于空闲循环移位，根据上行控制信道采用的循环前缀形式，从一个时隙的所有单载波频分多址接入SC-FDMA符号中选择一组符号；设置新噪声通道为所选择的符号组与正交序列的共轭的内积；若当前噪声通道数与新噪声通道的个数之和大于或等于通道门限，根据当前噪声通道与新噪声通道进行DTX的判决。

根据本发明的另一方面，提供了一种不连续发射DTX的判决装置，包括：空闲循环移位获取模块，用于当前噪声通道数小于通道门限时，获取空闲循环移位；符号组选择模块，用于对于空闲循环移位，根据上行控制信道采用的循环前缀形式，从一个时隙的单载波频分多址接入SC-FDMA符号中选择一组符号；新噪声通道设置模块，用于设置新噪声通道为所选择的符号组与正交序列的共轭的内积；DTX判决模块，用于当前噪声通道数与新噪声通道的个数之和大于或等于通道门限，根据当前噪声通道与新噪声通道进行DTX的判决。

通过本发明，采用增加噪声通道数来提高噪声估计的准确性，，解决了DTX判决中噪声通道数不足的问题，进而达到了提高DTX判决的准确性的效果。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据相关技术中上行控制信道PUCCH，格式1/1a/1b时导频位和数据位的分布示意图；

图2是根据相关技术中另一种上行控制信道PUCCH，格式1/1a/1b时导频位和数据位的分布示意图；

图3是根据相关技术中不同用户通过循环移位n_cs′和正交序列索引号n_oc进行区分的示意图；

图4是根据本发明实施例1的DTX的判决方法流程图；

图5是根据本发明实施例2的一般RB的通道状态示意图；

图6是根据本发明实施例3的混合RB的通道状态示意图；以及

图7是根据本发明实施例4的DTX的判决装置的结构框图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在LTE系统中包括发送端和接收端，其中，发送端和接收端之间通过无线连接，该无线连接遵循相关通信标准。对于采用PUCCH格式1/1a/1b的上行控制信道，接收端需要进行DTX判决。下述实施例以该LTE系统为例进行说明。

实施例1

图4示出了根据本发明实施例的不连续发射DTX的判决方法流程图，该方法包括以下步骤：

步骤S402，当前噪声通道数小于通道门限时，获取空闲循环移位；

协议规定的循环移位有12种取值，0～11，除去所有用户采用的循环移位n_cs′，剩余的循环移位定义为空闲循环移位，记作

考虑兼顾计算的复杂度和噪声估计的准确性，本实施例预先设定了一个通道门限Threshold_PassNum，当当前噪声通道数目低于该通道门限时，构造新的噪声通道，当噪声通道数目达到该通道门限时，不再构造新噪声通道。通道门限的取值和PUCCH格式1/1a/1b用户数量UENum_f1相关，例如取值为：

$\mathrm{Threshold}\_\mathrm{PassNum}=\left\{\begin{array}{cc}48& \mathrm{UENum}\_f1<5\\ 64& \mathrm{UENum}\_f1\&GreaterEqual;5\end{array}\right..$

步骤S404，对于上述空闲循环移位，根据上行控制信道采用的循环前缀形式，从一个时隙的所有SC-FDMA(SingleChannel-Frequency Division Multiple Access，单载波频分多址接入)符号中选择一组符号；

对于空闲循环移位，一个时隙上的所有SC-FDMA符号携带的均是噪声，没有必要区分导频位和数据位。

上行控制信道采用标准循环前缀形式，一个时隙的所有SC-FDMA符号为0至6的七个符号；上行控制信道采用扩展循环前缀形式，一个时隙的所有SC-FDMA符号为0至5的六个符号。

步骤S406，设置新噪声通道为所选择的符号组与正交序列的共轭的内积；

以图1为例，设置新噪声通道时，不仅可以将符号0，1，5，6组合为一个符号组，还可以从0至6的7个符号中随机挑选出其他的4个符号进行组合(组合后的符号为一个向量)，与数据位正交序列(即表1所示的正交序列

)的共轭作内积，形成数据窗内的噪声通道，即设置的新噪声通道；或者，可以将符号2，3，4组合为一个符号组，也可以随机从0至6的7个符号中挑选出其他3个符号，与导频位正交序列

(即表2所示的正交序列

)的共轭作内积，形成导频窗内的噪声通道，即设置的新噪声通道。

步骤S408，若当前噪声通道数与新噪声通道的个数之和大于或等于通道门限，根据当前噪声通道与新噪声通道进行DTX的判决；

例如，计算当前用户的信号功率与所有噪声通道(包括上述当前噪声通道和上述新噪声通道)上的噪声功率的平均值的比值；如果比值小于判决门限，确定当前用户在当前子帧中没有反馈响应消息(即ACK消息)；如果比值大于或等于判决门限，确定当前用户在当前子帧中反馈了响应消息。

其中，当前用户的信号功率可以采用下述方法获取：结合图(1)和图(2)，以Normal CP为例进行说明，在接收端进行信道估计时，第一步，对接收数据解Zadoff-Chu序列，见公式(8)。

${\mathrm{YY}}_{\mathrm{ant}}(n,l,t)=\underset{n=0}{\overset{11}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Y}_{\mathrm{ant}}(n,l,t)\&CenterDot;{\mathrm{\&gamma;}}_{u,v}^{{\left({\mathrm{\&alpha;}}^{\mathrm{ue}}(l,t)\right)}^{*}}\left(n\right)$

$=\underset{n=0}{\overset{11}{\mathrm{\&Sigma;}}}(Y_{\mathrm{ant}}(n,l,t)\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{u,v}^{*}\left(n\right))e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{12}\&CenterDot;n_{\mathrm{cs}}(l,t)\&CenterDot;n}$ 公式(8)

其中，Y_ant(n，l，t)为频域内接收的数据，YY_ant(n，l，t)为解Zadoff-Chu序列后的数据。ant＝0，...AntNum-1为天线索引号，n＝0，...，11为子载波索引号，t＝0，1为时隙索引号；

为母码序列。

第二步，处理循环移位，本步骤又可以包括下列步骤：

1)参照前述公式(5)，同一用户在不同符号上的循环移位偏移是由于小区级参数

引起的，将YY_ant(n，l，t)左移

位即可消除同一用户在不同符号上的循环移位偏移，此时的数据记作G_ant(n，l，t)；

2)数据位解块扩展，得到数据窗，即：

取出数据位的G_ant(n，l，t)，l＝0，1，5，6(图1用白色标记的位置)与数据位正交序列

i＝0，1，2的共轭做内积，形成数据窗，见公式(9)；

${\mathrm{dWindow}}_{\mathrm{ant}}[t,(n*3+i)]=(G_{\mathrm{ant}}(n,l,t),w_i^{*})$ 公式(9)

其中，

为

的共轭。

3)导频位解块扩展，得到导频窗，即：

取出导频位的G_ant(n，l，t)，l＝2，3，4(图1用黑色标记的位置)与导频位正交序列i＝0，1，2的共轭做内积，形成导频窗，见公式(10)；

$p{\mathrm{Window}}_{\mathrm{ant}}[t,(n*3+i)]=(G_{\mathrm{ant}}(n,l,t),{\stackrel{\&OverBar;}{w}}_i^{*})$ 公式(10)

其中，

是

的共轭。

第三步，计算噪声功率和每个用户的信号功率，具体如下：

对于映射在同一个RB上的每个用户，通过各自的循环移位n_cs′和正交序列索引号n_oc获取数据窗和导频窗中的信号通道，进而计算出各个用户的信号功率；将上述当前噪声通道数与新噪声通道全记作噪声通道，计算出平均噪声功率。

第四步，进行DTX判决，即：

对于每个用户，信号功率和所有噪声通道上的噪声功率的平均值之比与预设的判决门限进行比较，小于该判决门限，判为DTX，即确定当前用户在当前子帧中没有反馈响应消息；否则判为发送数据，即确定当前用户在当前子帧中反馈了响应消息。

若当前噪声通道数与新噪声通道的个数之和小于通道门限，继续选择符号组设置新噪声通道，即继续执行步骤S404和步骤S406，直到噪声通道总数大于或等于通道门限。

相关技术中的接收端通过循环移位n_cs′和正交序列索引号n_oc得到每个用户占用的通道，记作信号通道；剩余的通道记作噪声通道。对于一般的RB(即只有格式1/1a/1b存在的RB)或者混合RB(即既有格式1/1a/1b又有格式2/2a/2b用户存在的RB)，随着用户数的增加，用于估计噪声的噪声通道数减少，降低噪声估计的准确性，进而影响了DTX判决。本实施例的接收端通过在噪声通道数小于预设的通道门限时，设置新噪声通道，增加了噪声通道的数量。在一定程度上提高噪声估计的准确性，进而提高DTX判决的准确度。

实施例2

本实施例以图5提供的一般的RB(仅存在PUCCH格式1/1a/1b)为例，说明设置新噪声通道及进行DTX判决的方法。

图5用于格式1/1a/1b的通道总数为72个(数据位通道数和导频位通道数分别为36个)，其中，8个用户映射到同一个RB上，占用的通道分别用黑色标记，此时循环移位3，6，7，10，11是空闲循环移位，记作IdleSet＝[3，6，7，10，11]。因为用户数量为UENum_f1＝8，即UENum_f1≥5，所以通道门限的取值可以为64。

对于这5个空闲循环移位，除了将符号0，1，5，6组合与数据位正交序列

的共轭作内积生成噪声通道，还可以将其他4个符号组合(如0，1，2，3；1，2，3，5等)与数据位正交序列

的共轭作内积构造新的噪声通道，以增加噪声通道数。

同理，除了将符号2，3，4组合与导频位正交序列

的共轭作内积生成噪声通道，还可以将其他3个符号组合(如0，1，2；4，5，6等)与导频位正交序列

的共轭作内积构造新的噪声通道。数据位符号的新增组合记作DataSym_Index＝[0 1 2 3；0 2 4 6；3 4 5 6]，相应的导频位符号的新增组合记作PilotSym_Index＝[4 5 6；1 3 5；0 1 2]。具体实施步骤如下：

第一步：检查已有的通道数是否大于等于64。如果已经大于等于64，则执行第三步；否则，执行第二步。

第二步：设置新噪声通道，其新噪声通道的设置过程可以采用以下程序实现：

NumIdle＝size(IdleSet，2)；

NumSym＝size(DataSym_Index，1)；

for Idle＝1:NumIdle

       for Sym＝1:NumSym

用循环移位为IdleSet(Idle)的第DataSym_Index(Sym，：)个符号构造数据位的噪声通道；

判断此噪声通道数是否大于或等于预定通道门限？如果是，执行第三步，否则，继续以下步骤；

用循环移位为IdleSet(Idle)的第PilotSym_Index(Sym，：)个符号构造导频位的噪声通道；

判断此噪声通道数是否大于或等于预定通道门限？如果是，执行第三步，否则，继续以下步骤；

    end

end

第三步：构造新噪声通道过程结束，计算噪声功率和信号功率，并按照实施例1的步骤S408进行DTX判决。

本实施例通过增加噪声通道数来提高噪声估计的准确性，进而提高DTX检测的准确性。

实施例3

本实施例以图6提供的混合RB(既有格式1/1a/1b，也有格式2/2a/2b)为例，说明设置新噪声通道及进行DTX判决的方法。其中，图6虚线之上的循环移位n_cs′＝0，1，2，3是用于格式1/1a/1b用户的。

图6用于格式1/1a/1b的通道数为12个，5个格式1/1a/1b的用户和3个格式2/2a/2b的用户映射到同一个RB上，占用的通道分别用黑色标记，此时循环移位4，6，9，10，11是空闲循环移位。

如果仅用格式1/1a/1b的噪声通道(数据位和导频位噪声通道1，3，4，6，9，10，11分别7个通道，共14个噪声通道)来估计噪声，准确性将比较差。所以本实施例对于上述5个空闲循环移位，每个时隙从7个符号中随机的选择4个符号组成符号组(如0，1，5，6；0，1，2，3；1，2，3，5等)与数据位正交序列

的共轭作内积，并将内积的结果设置为新的噪声通道，以增加噪声通道数。

同理，也可以从七个符号中随机的选择3个符号(如：2，3，4；0，1，2；4，5，6等)组成符号组，与导频位正交序列

的共轭作内积，并将内积的结果设置为新的噪声通道；

然后根据新增的噪声通道和原有的噪声通道计算噪声功率和信号功率，并按照实施例1的步骤S408进行DTX判决。

本实施例通过增加噪声通道数来提高噪声估计的准确性，进而提高DTX检测的准确性。

实施例4

参见图7，本实施例提供了一种不连续发射DTX的判决装置，该装置包括：

空闲循环移位获取模块72，用于当前噪声通道数小于通道门限时，获取空闲循环移位；

符号组选择模块74，用于对于空闲循环移位，根据上行控制信道采用的循环前缀形式，从一个时隙的单载波频分多址接入SC-FDMA符号中选择一组符号；

新噪声通道设置模块76，用于设置新噪声通道为所选择的符号组与正交序列的共轭的内积；

DTX判决模块78，用于当前噪声通道数与新噪声通道的个数之和大于或等于通道门限，根据当前噪声通道与新噪声通道进行DTX的判决。

其中，上行控制信道采用标准循环前缀形式，SC-FDMA符号为0至6的七个符号；上行控制信道采用扩展循环前缀形式，SC-FDMA符号为0至5的六个符号。

指定个符号为4个时，正交序列为数据位正交序列；指定个符号为3个时，正交序列为导频位正交序列。

优选地，该装置还包括：重新设置模块，用于若当前噪声通道数与所述新噪声通道的个数之和小于所述通道门限，继续触发符号组选择模块74选择符号组，以及触发新噪声通道设置模块76设置新噪声通道，直到噪声通道总数大于或等于所述通道门限。

优选地，DTX判决模块78包括：

比值计算单元，用于计算当前用户的信号功率与所有噪声通道上的噪声功率的平均值的比值，所有噪声通道包括当前噪声通道和新噪声通道；

判决单元，用于如果比值小于判决门限，确定当前用户在当前子帧中没有反馈响应消息；如果比值大于或等于判决门限，确定当前用户在当前子帧中反馈了响应消息。

本实施例的DTX的判决装置通过在噪声通道不足时，设置新的噪声通道，可以增加噪声通道的数目，根据新增后的噪声通道进行噪声估计会比较准确，进而得到准确的DTX判决结果。同时本实施例还使用了通道门限，保证了计算的复杂度与DTX判决准确度二者的兼顾，实现方式更为合理。

从以上的描述中可以看出，本发明实现了如下技术效果：通过增加噪声通道数来提高噪声估计的准确性，进而提高DTX检测的准确性。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种不连续发射DTX的判决方法，其特征在于，包括：

当前噪声通道数小于通道门限时，获取空闲循环移位；

对于所述空闲循环移位，根据上行控制信道采用的循环前缀形式，从一个时隙的所有单载波频分多址接入SC-FDMA符号中选择一组符号；

设置新噪声通道为所选择的符号组与正交序列的共轭的内积；

若所述当前噪声通道数与所述新噪声通道的个数之和大于或等于所述通道门限，根据所述当前噪声通道与所述新噪声通道进行所述DTX的判决。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述上行控制信道采用标准循环前缀形式，所述SC-FDMA符号为0至6的七个符号；所述上行控制信道采用扩展循环前缀形式，所述SC-FDMA符号为0至5的六个符号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述指定个符号为4个时，所述正交序列为数据位正交序列；所述指定个符号为3个时，所述正交序列为导频位正交序列。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，若所述当前噪声通道数与所述新噪声通道的个数之和小于所述通道门限，继续选择符号组设置新噪声通道，直到噪声通道总数大于或等于所述通道门限。

5.根据权利要求1-4任一项所述的方法，其特征在于，所述当前噪声通道与所述新噪声通道进行所述DTX的判决包括：

计算当前用户的信号功率与所有噪声通道上的噪声功率的平均值的比值，所述所有噪声通道包括所述当前噪声通道和所述新噪声通道；

如果所述比值小于判决门限，确定所述当前用户在当前子帧中没有反馈响应消息；

如果所述比值大于或等于所述判决门限，确定所述当前用户在当前子帧中反馈了所述响应消息。

6.一种不连续发射DTX的判决装置，其特征在于，包括：

空闲循环移位获取模块，用于当前噪声通道数小于通道门限时，获取空闲循环移位；

符号组选择模块，用于对于所述空闲循环移位，根据上行控制信道采用的循环前缀形式，从一个时隙的单载波频分多址接入SC-FDMA符号中选择一组符号；

新噪声通道设置模块，用于设置新噪声通道为所选择的符号组与正交序列的共轭的内积；

DTX判决模块，用于所述当前噪声通道数与所述新噪声通道的个数之和大于或等于所述通道门限，根据所述当前噪声通道与所述新噪声通道进行所述DTX的判决。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述上行控制信道采用标准循环前缀形式，所述SC-FDMA符号为0至6的七个符号；所述上行控制信道采用扩展循环前缀形式，所述SC-FDMA符号为0至5的六个符号。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述指定个符号为4个时，所述正交序列为数据位正交序列；所述指定个符号为3个时，所述正交序列为导频位正交序列。

9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

重新设置模块，用于若所述当前噪声通道数与所述新噪声通道的个数之和小于所述通道门限，继续触发所述符号组选择模块选择符号组，以及触发所述新噪声通道设置模块设置新噪声通道，直到噪声通道总数大于或等于所述通道门限。

10.根据权利要求6-9任一项所述的装置，其特征在于，所述DTX判决模块包括：

比值计算单元，用于计算当前用户的信号功率与所有噪声通道上的噪声功率的平均值的比值，所述所有噪声通道包括所述当前噪声通道和所述新噪声通道；

判决单元，用于如果所述比值小于判决门限，确定所述当前用户在当前子帧中没有反馈响应消息；如果所述比值大于或等于所述判决门限，确定所述当前用户在当前子帧中反馈了所述响应消息。

Images