CN102290995B

CN102290995B - 反激式变换器中整流二极管温度补偿电路

Info

Publication number: CN102290995B
Application number: CN 201110199183
Authority: CN
Inventors: 叶强; 来新泉; 畅彦君; 王松林; 赵永瑞
Original assignee: Xidian University
Current assignee: Xidian University
Priority date: 2011-07-16
Filing date: 2011-07-16
Publication date: 2013-09-25
Anticipated expiration: 2031-07-16
Also published as: CN102290995A

Abstract

本发明公开了一种反激式变换器中的整流二极管温度补偿电路，主要解决原边反馈反激式变换器次级侧整流二极管正向压降随温度升高而降低，引起反激式变换器输出电压升高的问题。该电路包括温度监测模块、温度补偿模块和过温保护模块；温度监测模块监测温度的变化，并输出两路随温度变化的电流，分别提供给温度补偿模块和过温保护模块；温度补偿模块，将产生的补偿量与反激式变换器的反馈电压相叠加，输出补偿后的反馈电压；过温保护模块，通过电流比较实现过温保护。本发明不仅可补偿反激式变换器次级侧整流二极管正向压降随温度的变化量，而且还能为其提供过温保护，且电路结构简单，可用于采用原边反馈控制技术的AC/DC转换控制器芯片的设计。

Description

反激式变换器中整流二极管温度补偿电路

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，涉及模拟集成电路，特别是一种反激式变换器中整流二极管温度补偿电路，可用于采用原边反馈控制的反激式变换控制芯片设计中。

背景技术

在开关电源电路中，往往集成了高电压和大电流的功率开关电路，会产生很大的功耗，随着功耗的增加，电路的温度也会上升，从而使电路中对温度敏感的三极管、二极管等器件的一些特性参数也会发生变化，譬如双极晶体管的基极-发射极电压VBE和二极管的正向压降会随着温度升高而降低，从而影响电路的正常工作。

反激式变换器属于开关电源的一种，广泛应用于小功率开关电源的设计中，例如手机充电器，LED驱动等。根据反馈方式不同，反激式变换器可分为三种：第一种是采用直接反馈，将输出电压直接反馈至控制芯片的，这里称为直接反馈反激式变换器；第二种是通过光耦合进行反馈，这里称为光耦合反馈反激式变换器；第三种是通过原边反馈控制技术来实现，利用反激式变换器中次级侧线圈和辅助绕组的相互作用，来实现输出电压的反馈和采样，这里称为原边反馈反激式变换器。

原边反馈控制技术是近十年发展起来的新型AC/DC控制技术，与传统的副边反馈的光耦加431的结构相比不带副边反馈，简化了电路设计，节省了系统板的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性，在手机充电器等成本压力较大的市场，以及LED驱动等对体积要求很高的市场具有广阔的应用前景，其工作原理拓扑结构图如图1所示，其工作波形如图2所示。

参照图1，所述采用原边反馈控制技术的反激式变换器拓扑结构，包括整流桥BR，输入电容Cin和输出电容Co，变压器初级侧线圈Lp，其匝数为Np，次级侧线圈Ls，其匝数为Ns，辅助绕组La，其匝数为Na，次级侧整流二极管D1，电阻R1和R2，取样/保持模块，误差放大器EA，PWM比较器，逻辑控制模块，驱动模块，功率NMOS管M1，以及电流采样电阻R_CS；V_FB为反激式变换器输出电压反馈信号，V_FB2为经过取样保持以后的反激式变换器输出电压。

如图2所示，反激式变换器工作在不连续导通模式下，当M1导通时，输入电压Vin加在初级侧线圈Lp两端，流过M1的电流Ids从0开始线性上升直到最大峰值电流Ipk。此时，输入能量储存在电感中，并且由于次级侧整流二极管D1处于反偏状态，所以次级侧线圈Ls无电流流过，即没有能量传输给负载。

当M1关断时，次级侧线圈Ls两端电压极向反转，驱动整流二极管D1导通，流过次级侧线圈Ls的电流I_D线性减小；同时，通过次级侧线圈Ls和辅助线圈La的相互作用，将输出电压Vo和二极管的正向导通电压V_F之和感应到辅助线圈La两端，此时辅助线圈两端电压V_W为

V_{W} = \frac{N_{a}}{N_{s}} \cdot (V_{F} + V_{o})

反馈电压V_FB与反激式变换器输出电压Vo之间关系为

V_{FB} = \frac{N_{a}}{N_{s}} \cdot \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} \cdot (V_{F} + V_{o})

当功率MOS管M1关断时，流过次级侧线圈的电流线性减小，如图2所示。当流过次级侧整流二极管D1的电流减小至0的时候，根据二极管的伏安特性可知，二极管D1两端的电压减小为0。根据这一原理，对电路的输出电压进行取样，输出电压取样点如图2中A点所示。

在实际电路设计中，由于反激式变换器次级侧整流二极管D1正向压降V_F具有负温度特性，即V_F随温度升高而减小，从而使图2中输出电压取样点A沿着曲线下移，使实际输出电压取样值减小，通过峰值电流模控制电路调节后，会使反激式变换器输出电压Vo变高，偏离设计值，而过高的输出电压也会对后级的电路产生影响，譬如过高的输出电压会启动后级电路中的过压保护电路，使后级电路不工作，

发明内容

本发明的目的在于针对上述原边反馈反激式变换器的不足，提供一种反激式变换器中整流二极管温度补偿电路，以补偿高温时反激式变换器次级侧整流二极管正向压降随温度变化的量，并对电路提供过温保护功能，保证电路正常工作。

为实现上述目的，本发明包括：温度检测模块、温度补偿模块、过温保护模块，其中：

温度检测模块，用于检测电路的温度变化，并输出两路随温度变化的电流，一路电流提供给温度补偿模块，另一路电流提供给过温保护模块；

温度补偿模块，用于对温度检测模块提供的电流，产生温度补偿量，并将该温度补偿量与反激式变换器输出反馈电压进行叠加，输出经过温度补偿后的反馈电压给反激式变换控制器中的取样/保持模块；

过温保护模块，与反激式变换器中欠压锁存模块提供的欠压保护信号相接，用于将温度检测模块提供的电流与一路恒定偏置电流相比较，产生过温保护信号，输入给反激式变换控制器中的逻辑控制模块，进而对芯片进行保护。

所述温度检测模块，主要由三极管Q1，PMOS管M3、M4和M5，NMOS管M6、M7和M8，反相器INV2，电阻R1和R2，电容C2组成；NMOS管M6、M7的漏极以及电容C2均与反相器INV2输入端相接，NMOS管M6、M7的栅极分别与过温保护信号OTP和欠压锁存信号UV相接，在正常工作时，OTP信号与UV信号均为低电平，则NMOS管M6、M7均关断，恒定偏置电流I_bias1对电容C2进行充电，反相器INV2输出低电平，NMOS管M8关断；三极管Q1的基极与基准电压V_REF相接，其发射极与电阻R1一端相接，其集电极与PMOS管M4的栅极和漏极相接，电阻R1与电阻R2串联，它们一起构成V/I转换电路，用于产生电流I₁；PMOS管M3、M4和M5构成电流镜，通过对电流I₁的镜像，分别从PMOS管M3和M5的漏极输出两路电流I₄与I₂。

所述温度补偿模块，主要由三极管Q2，PMOS管M₁、M₂，电阻R3、R4和R5组成；三极管Q2的基极与电阻R3一端相接，其集电极与PMOS管M2的栅极和漏极相接，其发射极与电阻R4相接，它们一起构成V/I转换电路，将电阻R3两端的电压转化成电流I₅；电流I4流过电阻R3，并在其两端产生电压；PMOS管M1和M2构成电流镜，对电流I₅进行镜像后，从PMOS管M1的漏端输出电流I₆；电阻R5的一端与PMOS管M1的漏极相接，另一端接反激式变换器反馈信号V_FB，电流I₆流过电阻R5产生温度补偿量ΔV；该补偿量ΔV与反激式变换器的反馈电压V_FB进行叠加产生电压V_FB1输入至取样/保持模块；所述电流I₆流过电阻R5产生的温度补偿量ΔV，与温度有关，即在温度T≤25℃时，温度补偿量ΔV=0，在温度T＞25℃时，补偿量随着温度的升高而增大。

所述过温保护模块，主要由NMOS管M9、M10和M11，电容C1，施密特触发器SMIT，反相器INV1组成；NMOS管M9与M10构成电流镜，对恒定偏置电流I_bias2进行复制得到电流I₃；NMOS管M10、M11的漏端均与电容C2以及施密特触发器SMIT的输入端相接；NMOS管M11的栅极与欠压锁存信号UV相接；施密特触发器SMIT的输出端与反相器INV1的输入端相接；反相器INV1输出过温保护信号OTP至反激式变换器中的逻辑控制模块，对电路进行保护；所述反相器INV2输出的过温保护信号OTP，是通过所述电流I₂与所述I₃相比较而产生的，若I₂>I₃，OTP信号为高电平，过温保护功能启动；若I₂≤I₃，OTP信号为低电平，电路正常工作。

本发明具有以下优点：

1、本发明的整流二极管温度补偿电路，由于通过温度补偿模块产生一个随温度变化的补偿量与反激式变换器的反馈电压相叠加，并将补偿后的反馈电压送往反激式变换器中的取样保持/保持模块，补偿了原边反馈反激式变换器次级侧整流二极管正向压降随温度变化的量，提高了反激式变换器输出电压采样精度，如图6所示。

2、本发明由于通过过温保护模块使一路随温度升高而升高的电流和一路恒定电流相比较来产生过温保护信号，且其与温度补偿模块共用温度检测模块，增加了电路的复用性，提高了芯片的集成度，减小了芯片面积。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为现有采用原边反馈控制的反激式变换器工作原理示意图；

图2为现有采用原边反馈控制的反激式变换器工作波形图；

图3为采用本发明整流二极管温度补偿电路的原边反馈反激式变换器原理示意图；

图4为本发明整流二极管温度补偿电路的电路图；

图5为本发明的过温保护信号示意图；

图6为原边反馈反激式变换器温度补偿前后输出的电压对比图。

具体实施方式

参照图3，带有本发明整流二极管温度补偿电路的原边反馈反激式变换器主要由整流桥BR，输入电容Cin和输出电容Co，变压器初级侧线圈Lp，匝数为Np，次级侧线圈Ls，其匝数为Ns，辅助绕组La，其匝数为Na，次级侧整流二极管D1，电阻R1和R2，整流二极管温度补偿电路10，欠压锁存模块9，偏置模块11，取样/保持模块4，误差放大器EA5，PWM比较器6，逻辑控制模块7，驱动模块8，功率管M1，以及电流采样电阻R_CS组成；欠压锁存模块9输出欠压保护信号UV至逻辑控制模块7和整流二极管温度补偿电路10；偏置模块11产生两路恒定的偏置电流I_bias1和I_bias2输入至整流二极管温度补偿电路10，反激式变换器输出电压的反馈信号为V_FB，经过温度补偿后的反激式变换器输出电压的反馈信号为V_FB1，取样/保持模块4输出反激式变换器实际输出电压取样值V_FB2。

所述反激式变换器中整流二极管温度补偿电路10，包括温度检测模块1、温度补偿模块2和过温保护模块3。其中，温度检测模块1，由反激式变换控制器中偏置模块11输入恒定偏置电流I_bias1，由欠压锁存模块9输入欠压保护信号UV，通过该模块中的V/I转化电路和电流镜结构，输出两路随温度变化的电流I₂和I₄，分别提供给温度补偿模块2和过温保护模块3；温度补偿模块2，由温度检测模块1输入电流I₄，通过该模块中的V/I转换电路、电流镜结构和叠加电路，产生温度补偿量ΔV，并将该温度补偿量与反激式变换器反馈电压V_FB进行叠加，输出经过温度补偿后的反馈电压V_FB1至反激式变换控制器中的取样/保持模块4；过温保护模块3，由反激式变换控制器中偏置模块11输入恒定偏置电流I_bias2，由欠压锁存模块9输入欠压保护信号UV，由温度检测模块1输入电流I₂，通过使电流I₂与偏置电流I_bias2的镜像电流相比较，产生过温保护信号OTP，并输出至反激式变换控制器中的逻辑控制模块7，进而对芯片进行保护。

所述的整个反激式变换器的工作原理如下：

假设整个反激式变换器工作在不连续导通模式下，当功率管M1导通时，输入电压Vin加在初级侧线圈Lp两端，流过功率管M1的电流Ids从0开始线性上升直到最大峰值电流Ipk，如图2所示，此时输入能量储存在电感中，并且由于次级侧整流二极管D1处于反偏状态，所以次级侧线圈Ls无电流流过，即没有能量传输给负载。

当功率管M1关断时，次级侧线圈Ls两端电压极向反转，驱动整流二极管D1导通，流过次级侧线圈Ls的电流线性减小；同时，通过次级侧线圈Ls和辅助线圈La的相互作用，将输出电压Vo和整流二极管D1的正向导通电压V_F之和感应到辅助线圈La两端，辅助线圈La两端电压V_W为

V_{W} = \frac{N_{a}}{N_{s}} \cdot (V_{F} + V_{o})

其中Na为辅助绕组La的匝数，Ns为次级侧线圈Ls的匝数，V_F为次级侧整流二极管D1的正向压降。

辅助线圈La两端电压V_W通过电阻R1和R2分压得到反馈电压V_FB，且有

V_{FB} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} \cdot V_{W}

该反馈电压V_FB与反激式变换器输出电压Vo之间关系为

V_{FB} = \frac{N_{a}}{N_{s}} \cdot \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} \cdot (V_{F} + V_{o})

当功率管M1关断时，流过次级侧线圈Ls的电流I_D线性减小，如图2所示。当流过整流二极管D1的电流减小至0的时候，根据二极管的伏安特性可知，整流二极管D1两端的电压减小为0，此时便为原边反馈反激式变换器的输出电压取样点，取样/保持模块4在该取样点对输出电压进行取样和保持，并将保持电压V_FB2送往误差放大器EA5的负端，进一步通过峰值电流模控制来保证反激式变换器输出电压Vo的恒定。

所述反激式变换器中整理二极管温度补偿原理如下所述：

在图3中，ΔV为温度补偿模块2产生的补偿量，其与反馈电压V_FB叠加产生电压V_FB1，这三者之间的关系为V_FB1＝V_FB+ΔV。

进一步可以得到如下公式

V_{FB 1} = \frac{N_{a}}{N_{s}} \cdot \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} \cdot (V_{F} + V_{o}) + ΔV

由上式可得，整流二极管D1正向压降随温度的变化量ΔV_F的反馈量ΔV₁为

{ΔV}_{1} = \frac{N_{a}}{N_{s}} \cdot \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} \cdot Δ V_{F}

其中ΔV_F为次级侧整流二极管D1正向压降V_F随温度的变化量。

温度补偿量ΔV应能正确反映反激式变换器次级侧整理二极管随温度的变化量，以便在高温时对反激式变换器的输出电压Vo进行正确取样，则应有以下关系式：

ΔV＝ΔV₁

参照图4，本发明的主要的电路模块及工作原理如下：

所述温度检测模块1，包括三极管Q1，PMOS管M3、M4和M5，NMOS管M6、M7和M8，反相器INV2，电阻R1和R2，电容C2；NMOS管M6、M7的漏极以及电容C2均与反相器INV2输入端相接，三极管Q1的基极与基准电压V_REF相接，其发射极与电阻R1一端相接，其集电极与PMOS管M4的栅极和漏极相接，电阻R1与电阻R2串联；PMOS管M3、M4和M5构成电流镜，通过对电流I₁的镜像，分别从PMOS管M3和M5的漏极输出两路电流I₄与I₂，电流I_bias1为由偏置模块11提供的恒定电流。

当过温保护信号OTP和欠压锁存信号UV为高电平时，NMOS管M6和M7均关断，恒定偏置电流I_bias1对电容C2充电，反相器INV2输出为低电平，NMOS管M8关断，此时电流I₁的大小可用下述公式表示：

I_{1} = \frac{V_{REF} - V_{BE 1}}{R 1 + R 2}

其中V_BE1为三极管Q1的基极-发射极电压。

由于三极管Q1的基极-发射极电压V_BE1具有负温度特性，则当温度升高时，V_BE1减小，电流I₁也会随着温度的升高而增大。

PMOS管M4和M5构成电流镜，忽略沟道调制效应，电流I₁与I₂的关系可表示为

I_{2} = \frac{{(W / L)}_{5}}{{(W / L)}_{4}} \cdot I_{1}

PMOS管M4与M3构成电流镜，忽略沟道调制效应，电流I₁与I₄的关系可表示为

I_{4} = \frac{{(W / L)}_{3}}{{(W / L)}_{4}} \cdot I_{1}

由上面分析可知，电流I₁与电流I₂和I₄成正比关系，则当温度升高时，电流I₁增大，电路I₂和I₄也会随着温度的升高而增大。

所述温度补偿模块2，包括三极管Q2，PMOS管M₁、M₂，电阻R3、R4和R5；三极管Q2的基极与电阻R3一端相接，其集电极与PMOS管M2的栅极和漏极相接，其发射极与电阻R4相接，它们一起构成V/I转换电路，将电阻R3两端的电压转化成电流I₅；电流I4流过电阻R3，并在其两端产生电压；PMOS管M1和M2构成电流镜，对电流I₅进行镜像后，从PMOS管M1的漏端输出电流I₆；电阻R5的一端与PMOS管M1的漏极相接，另一端接反激式变换器反馈信号V_FB，电流I₆流过电阻R5产生温度补偿量ΔV；该补偿量ΔV与反激式变换器的反馈电压V_FB进行叠加产生电压V_FB1输入至反激式变换器的采样/保持模块4。

电流I₄流过电阻R3，在电流I₄在电阻R3两端产生的电压V_R3为

V_R3＝R3·I₄

流过电阻R4的电流为I₅，可用下述公式表示

I_{5} = \frac{V_{R 3} - V_{BE 2}}{R 4}

其中V_BE2为三极管Q2的基极-发射极电压。

PMOS管M1和M2构成电流镜，忽略沟道调制效应，可得

I_{6} = \frac{{(W / L)}_{1}}{{(W / L)}_{2}} \cdot I_{5}

电流I₆流过电阻R5，加在电阻R5两端的电压ΔV为

ΔV＝R5·I₆

这里的ΔV即为该模块产生的温度补偿量。

令V_BE=V_BE1=V_BE2，由上述推导可得

ΔV＝α-β·V_BE

其中

α = \frac{{(W / L)}_{1}}{{(W / L)}_{2}} \cdot \frac{{(W / L)}_{3}}{{(W / L)}_{4}} \cdot \frac{R 3 \cdot R 5}{R 4 \cdot (R 1 + R 2)} \cdot V_{REF}

β = \frac{{(W / L)}_{1}}{{(W / L)}_{2}} \cdot \frac{R 5}{R 4} \cdot [\frac{{(W / L)}_{3}}{{(W / L)}_{4}} \cdot \frac{R 3}{R 1 + R 2} + 1]

由上式可知，若α、β均为常量，则温度补偿量ΔV与三极管基极-发射极电压V_BE成线性关系，但是在实际设计中，电阻也具有温度特性，从而导致α、β也会随着温度的变化。

为消除电阻的温度系数，使温度补偿量ΔV与V_BE成线性关系，取R1～R5为同类型电阻，令R3=R1+R2，R4=R5，则α与β的表示式可进一步简化为以下两式：

α = \frac{{(W / L)}_{1}}{{(W / L)}_{2}} \cdot \frac{{(W / L)}_{3}}{{(W / L)}_{4}} \cdot V_{REF}

β = \frac{{(W / L)}_{1}}{{(W / L)}_{2}} \cdot [\frac{{(W / L)}_{3}}{{(W / L)}_{4}} + 1]

通过上述方式，消除了电阻随温度变化的影响，从而使α、β均为常量。

为使该温度补偿电路能正确补偿反激式变换器次级侧整流二极管D1正向压降V_F随温度的变化量，该模块所产生的补偿量ΔV应与整流二极管D1正向压降随温度变化量ΔV_F的反馈量ΔV₁相等，即反激式变换器中相关电路元器件参数选取应满足以下关系式：

ΔV = α - β \cdot V_{BE} = \frac{N_{a}}{N_{s}} \cdot \frac{R 2}{R 1 + R 2} \cdot Δ V_{F}

由于本发明电路是对高温时原边反馈反激式变换器次级侧整流二极管正向压降随温度的变化量进行补偿，所以在温度T≤25℃时，温度补偿量ΔV=0，在温度T>25℃时，补偿量随着温度的升高而增大。

所述过温保护模块3，包括NMOS管M9、M10和M11，电容C1，施密特触发器SMIT，反相器INV1；I_bias2为由偏置模块11提供的一路恒定电流；NMOS管M9与M10构成电流镜，对恒定偏置电流I_bias2进行复制得到电流I₃；NMOS管M10、M11的漏端均与电容C2以及施密特触发器SMIT的输入端相接；NMOS管M11的栅极与欠压锁存信号UV相接；施密特触发器SMIT的输出端与反相器INV1的输入端相接；反相器INV1输出过温保护信号OTP至反激式变换器中的逻辑控制模块7。

当芯片上电时，反激式变换器中欠压锁存模块9输出的欠压保护信号UV为高电平，NMOS管M11导通，对电容C1放电，电容C1两端的电压变为零，施密特触发器SMIT输出为高，反相器INV1输出为低电平，即过温保护信号OTP为低电平；芯片正常上电后，欠压锁存信号UV变为低电平，NMOS管M11关断。

NMOS管M9和M10构成电流镜结构，忽略沟道调制效应，则电流I₃与偏置电流I_bias2的关系可用下述公式表示为

I_{3} = \frac{{(W / L)}_{10}}{{(W / L)}_{9}} \cdot I_{bias 2}

当温度升高时，温度检测模块1输出的电流I₂随温度的升高而升高，当温度上升到热关断阈值T_H时，I₂大于I₃，此时就有一路大小为|I₂-I₃|的电流对电容C1充电，电容C1两端的电压开始上升，当电容C1两端的电压大于施密特触发器SMIT的翻转阈值时，施密特触发器SMIT输出为低，反相器INV1输出为高，即过温保护信号OTP为高，如图5所示，此时，NMOS管M6导通，对电容C2进行放电，反相器INV2输出为高，NMOS管M8导通，电阻R2被短路，电流I₁进一步增大，过温保护信号OTP继续输出为高。

当温度降低时，电流I₂减小，当温度降到迟滞阈值T_L时，电流I₂小于I₃，就会有一路大小为|I₃-I₂|的电流对电容C1进行放电，当C1两端电压小于施密特触发器SMIT的翻转阈值时，施密特触发器SMIT为高，反相器INV1输出为低，即过温保护信号OTP为低电平，如图5所示，此时，NMOS管M6关断，电流I_bias1对电容C2进行充电，反相器INV2输出为低电平，NMOS管M8关断，电路正常工作。

由上所述，过温保护信号OTP通过所述电流I₂与所述I₃相比较而产生，若I₂>I₃，OTP信号为高电平，过温保护功能启动；若I₂≤I₃，OTP信号为低电平，电路正常工作。

图6给出了原边反馈反激式变换器温度补偿前后输出的电压对比图，从图6可以看出，在典型温度，即T=25℃时，温度补偿电路不进行补偿，补偿量为零，补偿前后输出电压相等，如图6中C点所示；当温度上升到B点时，补偿前反激式变换器输出电压和补偿后反激式变换器输出电压相差(ΔV_F)_B，由此可得该温度补偿电路能显著改善原边反馈反激式变换器的输出电压精度，减小了温度变化对反激式变换器输出电压Vo的影响。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变换，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims

1.一种反激式变换器中整流二极管温度补偿电路，其特征在于它包括：

温度检测模块（1），用于检测电路的温度变化，并输出两路随温度变化的电流，一路电流提供给温度补偿模块，另一路电流提供给过温保护模块；该模块主要由第一三极管（Q1），PMOS管（M3，M4，M5），NMOS管（M6，M7，M8），第二反相器（INV2），电阻（R1，R2），第二电容（C2）组成；第六NMOS管（M6）、第七NMOS管（M7）的漏极以及第二电容（C2）均与第二反相器（INV2）输入端相接，第六NMOS管（M6）和第七NMOS管（M7）的栅极分别与过温保护信号（OTP）和欠压锁存信号（UV）相接，在正常工作时，过温保护信号（OTP）与欠压锁存信号（UV）均为低电平，则第六NMOS管（M6）、第七NMOS管（M7）均关断，第一恒定偏置电流（Ibias1）对第二电容（C2）进行充电，第二反相器（INV2）输出低电平，第八NMOS管（M8）关断；第一三极管（Q1）的基极与基准电压（VREF）相接，其发射极与第一电阻（R1）一端相接，其集电极与第四PMOS管（M4）的栅极和漏极相接，第一电阻（R1）与第二电阻（R2）串联；该第一三极管（Q1）、第四PMOS管（M4）和第一、二电阻（R1，R2）一起构成V/I转换电路，用于产生第一电流（I1）；第三、四、五PMOS管(M3，M4，M5)构成电流镜，通过对第一电流（I1）的镜像，分别从第三、五PMOS管（M3，M5）的漏极输出两路电流第四电流（I4）与第二电流（I2）；

温度补偿模块（2），用于对温度检测模块提供的电流，产生温度补偿量，并将该温度补偿量与反激式变换器输出反馈电压进行叠加，输出经过温度补偿后的反馈电压给反激式变换控制器中的取样/保持模块；该模块主要由第二三极管（Q2），PMOS管（M1，M2），电阻（R3，R4，R5）组成；第二三极管（Q2）的基极与第三电阻（R3）一端相接，其集电极与第二PMOS管（M2）的栅极和漏极相接，其发射极与第四电阻（R4）相接，该第二三极管（Q2）、第三、四电阻（R3，R4）和第二PMOS管（M2）一起构成V/I转换电路，将第三电阻（R3）两端的电压转化成第五电流（I5）；第四电流（I4）流过第三电阻（R3），并在其两端产生电压；第一、二PMOS管（M1，M2）构成电流镜，对第五电流（I5）进行镜像后，从第一PMOS管（M1）的漏端输出第六电流（I6）；第五电阻（R5）的一端与第一PMOS管（M1）的漏极相接，另一端接反激式变换器反馈信号（VFB），第六电流（I6）流过第五电阻（R5）产生温度补偿量（ΔV）；该温度补偿量（ΔV）与反激式变换器的反馈信号（VFB）进行叠加产生电压（VFB1）输入至取样/保持模块（4）；

过温保护模块（3），与反激式变换器中欠压锁存模块提供的欠压保护信号相接，用于将温度检测模块提供的电流与一路恒定偏置电流相比较，产生过温保护信号，输入给反激式变换控制器中的逻辑控制模块；该模块主要由NMOS管（M9，M10，M11），第一电容（C1），施密特触发器（SMIT），第一反相器（INV1）组成；第九、十NMOS管（M9，M10）构成电流镜，对第二恒定偏置电流（Ibias2）进行复制得到第三电流（I3）；第十、十一NMOS管（M10，M11）的漏端均与第二电容（C2）以及施密特触发器（SMIT）的输入端相接；第十一NMOS管（M11）的栅极与欠压锁存信号（UV）相接；施密特触发器（SMIT）的输出端与第一反相器（INV1）的输入端相接；第一反相器（INV1）输出过温保护信号（OTP）至反激式变换器中的逻辑控制模块（7），对电路进行保护。

2.根据权利要求1所述的反激式变换器中整流二极管温度补偿电路，其特征在于第六电流（I6）流过第五电阻（R5）产生的温度补偿量（ΔV），与温度有关，即在温度T≤25℃时，温度补偿量（ΔV）=0，在温度T>25℃时，补偿量随着温度的升高而增大。

3.根据权利要求1所述的反激式变换器中整流二极管温度补偿电路，其特征在于第一反相器（INV1）输出的过温保护信号（OTP），是通过所述第二电流（I2）与第三电流（I3）相比较而产生的，第二电流（I2）>第三电流（I3），过温保护信号（OTP）信号为高电平，过温保护功能启动；第二电流（I2）<第三电流（I3），过温保护信号（OTP）信号为低电平，电路正常工作。