CN102290804A - 以太网端口电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种以太网端口电路。在本发明中，以太网端口电路的每对差分线之间分别通过导通方向相反的两路串联二极管相互连接，用以在每对差分线之间的差模电压由于雷击而过大时泄放能量，从而能够实现差模防护，而且，由于二极管的成本远远低于瞬态电压抑制二极管(TVS)，因而在实现差模防护的同时还降低了成本。进一步为了实现共模防护，本发明还可以将变压器于连接器一侧的中心抽头通过例如压敏电阻等可实现电压嵌位的元器件接地，由可实现电压嵌位的元器件在各中心抽头的共模电压由于雷击而过大时泄放能量，从而还能够实现共模防护。
Description
技术领域
本发明涉及端口防雷技术，特别涉及一种以太网端口电路。
背景技术
现有技术中，例如交换机等网络设备通常采用集成百兆以太网端口(10/100Base-TX)或集成千兆以太网端口(1000Base-T)，相邻网络设备的以太网端口之间会通过例如双绞线等以太线缆连接。
在实际应用中，网络设备之间的以太线缆布线会存在多种问题，尤其在室外布线时，以太线缆容易受到雷击而产生高压静电，如果以太网端口没有进行防雷保护，则极易受到高压静电的损害而产生较大的差模电压和共模电压，从而导致端口失效。
如图1所示，现有的百兆以太网端口电路通常包括分别位于变压器两侧的连接器和物理层(PHY)芯片，其中：
连接器与变压器之间连接有两对差分线TX+和TX-、RX+和RX-，PHY芯片与变压器之间也连接有两对差分线TD+和TD-、RD+和RD-；
为了实现每对差分线之间的差模防护，在PHY芯片与变压器之间，每根差分线分别串联有电阻，即差分线TD+串联有R01、差分线TD-串联有R02、差分线RD+串联有R03、差分线RD-串联有R04，且，每对差分线之间分别通过背向放置的两个瞬态电压抑制二极管(Transient VoltageSuppression，TVS)相连，即TD+和TD-之间通过背向放置的TVS11和TVS12相互连接、RD+和RD-之间通过背向放置的TVS21和TVS22相互连接。
这样，当雷击产生的高压静电由连接器通过变压器向PHY芯片传导时，会导致每对差分线之间的电压过高，此时，即可由每对差分线之间的TVS将电流泄放至每根差分线上串联的电阻、用以将电能转化为热能，从而实现差分线之间的差模防护。
虽然采用背向放置的TVS能够实现差模防护，但一个百兆以太网端口就需要4个TVS，相应地，一个千兆以太网端口则需要8个TVS，由于TVS成本较高，那么随着以太网端口数量的增加，实现差模防护的成本也就会随之升高。
此外，仍参见图1，现有以太网端口电路中，变压器于PHY芯片一侧对应差分线TD+和TD-的中心抽头TDC、对应差分线RD+和RD-的中心抽头TDC则分别通过电容C01和C02接地；变压器于连接器一侧对应差分线TX+和TX-的中心抽头TXC、对应差分线RX+和RX-的中心抽头RXC分别通过电阻R05和R06接至电容C03，并通过电容C03串联至地；连接器还具有4根闲置线通过电阻R07连接至电容C03，并通过电容C03串联至地。
这样，当雷击产生的高压静电由连接器通过变压器向PHY芯片传导时，各对差分线上会产生较大的共模电压、但却无法通过中心抽头释放至地，即无法实现共模防护。
可见，现有以太网端口电路实现差模防护的成本过高、且无法实现共模防护。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种以太网端口电路，能够节省差模防护的成本，还能够进一步实现共模防护。
本发明提供的一种以太网端口电路，包括：
分别位于变压器两侧的连接器和物理层芯片，连接器与变压器之间、以及物理层芯片与变压器之间分别连接有相同数量的若干对差分线；
在连接器与变压器之间、或物理层芯片与变压器之间，每根差分线分别串联有电阻、每对差分线之间分别通过导通方向相反的两路串联二极管相互连接；其中，每路串联二极管的导通电压之和，大于该路串联二极管所在的一对差分线之间的电压差。
每对差分线之间的电压差为2.8V、每路串联4个导通电压大于0.7V的二极管。
每根差分线串联有两个电阻，导通方向相反的两路串联二极管的两端连接于差分线的两个电阻之间。
变压器于连接器一侧对应各对差分线的中心抽头，通过可在过电压产生时将两端电压嵌位至预定值的第一器件接地。
第一器件为压敏电阻。
压敏电阻的嵌位电压为360V。
连接器与变压器之间、以及物理层芯片与变压器之间的差分线均为2对；
且，连接器进一步具有4根闲置线，4根闲置线通过可在过电压产生时将两端电压嵌位至预定值的第二器件接地。
第二器件为压敏电阻。
压敏电阻的嵌位电压为360V。
连接器与变压器之间、以及物理层芯片与变压器之间的差分线均为4对。
由上述技术方案可见，本发明中，以太网端口电路的每对差分线之间分别通过导通方向相反的两路串联二极管相互连接，用以在每对差分线之间的差模电压由于雷击而过大时泄放能量，从而能够实现差模防护，而且，由于二极管的成本远远低于TVS，因而在实现差模防护的同时还降低了成本。
进一步为了实现共模防护，本发明还可以将变压器于连接器一侧的中心抽头通过例如压敏电阻等可实现电压嵌位的元器件接地，由可实现电压嵌位的元器件在各中心抽头的共模电压由于雷击而过大时泄放能量，从而还能够实现共模防护。
附图说明
图1为现有技术中的一种实现差模防护的百兆以太网端口电路的结构示意图；
图2a为本发明实施例中的一种实现差模防护和共模防护的百兆以太网端口电路的结构示意图；
图2b为本发明实施例中的另一种实现差模防护和共模防护的百兆以太网端口电路的结构示意图；
图3a为本发明实施例中的一种实现差模防护和共模防护的千兆以太网端口电路的结构示意图；
图3b为本发明实施例中的另一种实现差模防护和共模防护的千兆以太网端口电路的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。
本实施例中，以太网端口电路的每对差分线之间分别通过导通方向相反的两路串联二极管相互连接，用以在每对差分线之间的差模电压由于雷击而过大时泄放能量，从而能够实现差模防护，而且，由于二极管的成本远远低于TVS，因而在实现差模防护的同时还降低了成本。
进一步为了实现共模防护，本实施例还可以将变压器于连接器一侧的中心抽头通过例如压敏电阻等可实现电压嵌位的元器件接地，由可实现电压嵌位的元器件在各中心抽头的共模电压由于雷击而过大时泄放能量，从而还能够实现共模防护。
下面，分别以百兆以太网端口电路和千兆以太网端口电路为例，对本实施例中的技术方案进行进一步说明。
如图2a所示，以百兆以太网端口电路为例，其包括：分别位于变压器两侧的连接器和PHY芯片，连接器的与变压器之间连接有两对差分线TX+和TX-、RX+和RX-，PHY芯片与变压器之间也连接有两对差分线TD+和TD-、RD+和RD-。
1)为了实现每对差分线之间的差模防护：
在PHY芯片与变压器之间，每根差分线分别串联有电阻，即差分线TD+串联有R11和R12、差分线TD-串联有R21和R22、差分线RD+串联有R31和R32、差分线RD-串联有R41和R42；每对差分线之间，于串联的两个电阻之间的位置，分别通过导通方向相反的两路串联二极管相互连接，即TD+和TD-之间通过可自TD+导通至TD-的一路串联二极管D1～D4、以及可自TD-导通至TD+的另一路串联二极管D5～D8相连，RD+和RD-之间通过可自RD+导通至RD-的一路串联二极管D9～D12、以及可自RD-导通至RD+的另一路串联二极管D13～D16相连；且，每路串联二极管的导通电压之和，大于该路串联二极管所在的一对差分线之间的电压差，例如，图2a中的每对差分线之间的电压差为2.8V，则每路串联4个导通电压大于0.7V的二极管、以使该路的导通电压之和大于2.8V。当然，对于差分线之间具有各种电压差的不同情况，则可以相应调整二极管的数量、并选用具有任意导通电压的二极管。
正常状态下，TD+和TD-之间的差分电压处于2.8V，TD+和TD-之间串联二极管D1～D4、以及串联二极管D5～D8均不会导通。同理，RD+和RD-之间一路串联二极管D9～D12、以及串联二极管D13～D16也均不会导通。
而当雷击产生的高压静电由连接器通过变压器向PHY芯片传导时，会使得TD+和TD-之间的差分电压大于2.8V，从而使TD+和TD-之间串联二极管D1～D4、或者串联二极管D5～D8导通(究竟哪一路导通取决于差分线之间压差的正负)，并由串联二极管D1～D4以及R11和R12、或者串联二极管D5～D8以及R21和R22吸收能量转化为热能，从而实现差模防护；RD+和RD-同理。
通常情况下，雷击所造成的差模电压很高、可达到千伏(KV)等级，但其持续时间很短、不会对放电回路中的器件造成损坏。另需要说明的是，当差模电压由于雷击而大于2.8V后，二极管的导通需要极短的响应时间，但在导通之前产生的大于2.8V的差模电压则无法被吸收、从而产生比差模电压小一个数量级的残压，例如，如果差模电压为5KV、则残压会小于500V，这就需要PHY芯片自身具有吸收该能量的能力，如果PHY芯片自身的差模防护能力足以吸收大于500V的电压，则如图2a所示以太网端口电路的差模防护能力可以达到5KV，即如图2a所示以太网端口电路的差模防护能力可随着PHY芯片自身差模防护的升高而提升。经过实际测试，在PHY芯片自身的差模防护能力达到150V时，如图2a所示以太网端口电路的差模防护能力可以达到1.5KV，当PHY芯片自身的差模防护能力达到500V时，如图2a所示以太网端口电路的差模防护能力可以达到7KV。
差分线TD+中串联的R11和R12、差分线TD-中串联的R21和R22、差分线RD+中串联的R31和R32、以及差分线RD-中串联的R41和R42可作为限流电阻(阻值较小、例如1Ω)，其能够有效降低放电时电流值，以免电流过大时造成二极管损坏。
2)为了实现每对差分线对地的共模防护：
变压器于连接器一侧对应差分线TX+和TX-的中心抽头TXC、对应差分线RX+和RX-的中心抽头RXC通过压敏电阻RV1(其钳位电压可选用360V)接地，由于如图2a所示端口电路通常处于低频状态，因而差分线TX+和TX-对中心抽头TXC的阻抗很低、可忽略不计(即便在雷击时，雷击静电感应90％的能量也会集中在10Khz以下、属于低频)，从而构成放电回路TX+/TX---＞TXC--＞RV1--＞地，同理，差分线RX+和RX-的中心抽头RXC的阻抗也很低，从而构成放电回路RX+/RX--＞RXC--＞RV1--＞地；而且，由于百兆以太网端口的连接器还具有4根闲置线，因而还可以将4根闲置线通过压敏电阻RV2接地。
正常状态下，差分线TX+和TX-、RX+和RX--相对于地的电压值不会超过压敏电阻的钳位电压，上述回路不会产生放电；而且，差分线TX+和TX-上的电压相对于中心抽头TXC的压差、以及差分线RX+和RX-上的电压相对于中心抽头RXC的压差均小于1.4V，所以不会影响正常使用。
而当雷击产生的高压静电由连接器通过变压器向PHY芯片传导时，当差分线TX+和TX-对地的共模电压超过压敏电阻RV1的箝位电压时，差分线TX+和TX-可以通过变压器中心抽头TXC、即按照前述放电回路对地放电；RX+和RX-同理。
而且，在变压器与连接器之间即实现共模放电，能够避免变压器与PHY芯片之间的差分线产生较高的共模电压，从而可实现完整的共模防护。
当然，压敏电阻RV1和RV2也可以替换为其他可在过电压产生时将两端电压嵌位至预定值的元器件。
此外，图2a中与现有技术相似的是，变压器于PHY芯片一侧对应差分线TD+和TD-的中心抽头TDC、对应差分线RD+和RD-的中心抽头TDC分别通过电容C01和C02接地；变压器于连接器一侧对应差分线TX+和TX-的中心抽头TXC、对应差分线RX+和RX-的中心抽头RXC通过电阻R51接至电容C50、并通过电容C50串联至地；以及，连接器具有的4根闲置线通过电阻R52连接至电容C50，并通过电容C50串联至地。
上述图2a中每根差分线上分别串联的电阻、以及每对差分线之间的串联二极管均位于变压器与PHY芯片之间，即，图2a于变压器与PHY芯片之间采用后端差模防护。
实际应用中，如图2b所示，也可将图2a中示出的每根差分线上分别串联的电阻、以及每对差分线之间的串联二极管，设置于变压器与连接器之间，即，在变压器与连接器之间采用前端差模防护。
如图3a所示，以千兆以太网端口电路为例，其包括：分别位于变压器两侧的连接器和PHY芯片，连接器的与变压器之间连接有四对差分线MX1+和MX1-、MX2+和MX2-、MX3+和MX3-、MX4+和MX4-，PHY芯片与变压器之间也连接有四对差分线TD1+和TD1-、TD2+和TD2-、TD3+和TD3-、TD4+和TD4-。
1)为了实现每对差分线之间的差模防护：
在PHY芯片与变压器之间，每根差分线分别串联有电阻，即差分线TD1+串联有R11和R12、差分线TD1-串联有R13和R14、TD2+串联有R15和R16、TD2-串联有R17和R18、TD3+串联有R19和R20、TD3-串联有R21和R22、TD4+串联有R23和R24、TD4-串联有R25和R26；每对差分线之间，于串联的两个电阻之间的位置，分别通过导通方向相反的两路串联二极管相互连接，即TD1+和TD1-之间通过可自TD1+导通至TD1-的一路串联二极管D11～D14、以及可自TD1-导通至TD1+的另一路串联二极管D15～D18相连，TD2+和TD2-之间通过可自TD2+导通至TD2-的一路串联二极管D21～D24、以及可自TD2-导通至TD2+的另一路串联二极管D25～D28相连，TD3+和TD3-之间通过可自TD3+导通至TD3-的一路串联二极管D31～D34、以及可自TD3-导通至TD3+的另一路串联二极管D35～D38相连，TD4+和TD4-之间通过可自TD4+导通至TD4-的一路串联二极管D41～D44、以及可自TD4-导通至TD4+的另一路串联二极管D45～D48相连；且，每路串联二极管的导通电压之和，大于该路串联二极管所在的一对差分线之间的电压差，例如，图3a中的每对差分线之间的电压差为2.8V，则每路串联4个导通电压大于0.7V的二极管、以使该路的导通电压之和大于2.8V。当然，对于差分线之间具有各种电压差的不同情况，则可以相应调整二极管的数量、并选用具有任意导通电压的二极管。
正常状态下，TD1+和TD1-之间的差分电压处于2.8V，TD1+和TD1-之间串联二极管D11～D14、以及串联二极管D15～D18均不会导通；TD2+和TD2-、TD3+和TD3-、TD4+和TD4-同理。
而当雷击产生的高压静电由连接器通过变压器向PHY芯片传导时，会使得TD1+和TD1-之间的差分电压大于2.8V，从而使TD1+和TD1-之间串联二极管D11～D14、或者串联二极管D15～D18导通(究竟哪一路导通取决于差分线之间压差的正负)，并由串联二极管D11～D4以及R11和R12、或者串联二极管D15～D18以及R13和R14吸收能量转化为热能，从而实现差模防护；TD2+和TD2-、TD3+和TD3-、TD4+和TD4-同理。
通常情况下，雷击所造成的差模电压很高、可达到KV等级，但其持续时间很短、不会对放电回路中的器件造成损坏。另需要说明的是，当差模电压由于雷击而大于2.8V后，二极管的导通需要极短的响应时间，但在导通之前产生的大于2.8V的差模电压则无法被吸收、从而产生比差模电压小一个数量级的残压，例如，如果差模电压为5KV、则残压会小于500V，这就需要PHY芯片自身具有吸收该能量的能力，如果PHY芯片自身的差模防护能力足以吸收大于500V的电压，则如图3a所示以太网端口电路的差模防护能力可以达到5KV，即如图3a所示以太网端口电路的差模防护能力可随着PHY芯片自身差模防护的升高而提升。经过实际测试，在PHY芯片自身的差模防护能力达到150V时，如图3a所示以太网端口电路的差模防护能力可以达到1.5KV，当PHY芯片自身的差模防护能力达到500V时，如图3a所示以太网端口电路的差模防护能力可以达到7KV。
各差分线中串联的电阻均可作为限流电阻(阻值较小、例如1Ω)，其能够有效降低放电时电流值，以免电流过大时造成二极管损坏。
2)为了实现每对差分线对地的共模防护：
变压器于连接器一侧对应差分线MX1+和MX1-的中心抽头MCT1、对应MX2+和MX2-的中心抽头MCT2、对应差分线MX3+和MX3-的中心抽头MCT3、对应差分线MX4+和MX4-的中心抽头MCT4均通过压敏电阻RV3(其钳位电压可选用360V)接地，由于如图3a所示端口电路通常处于低频状态，因而各差分线MXi+/MXi-(i为1至4中的任一值)对其对应的中心抽头MCTi的阻抗很低、可忽略不计(即便在雷击时，雷击静电感应90％的能量也会集中在10Khz以下、属于低频)，从而构成放电回路MXi+/MXi---＞MCTi--＞RV3--＞地。
正常状态下，差分线MXi+和MXi-相对于地的电压值不会超过压敏电阻的钳位电压，上述回路不会产生放电；而且，差分线MXi+和MXi-上的电压相对于中心抽头MCTi的压差小于1.4V，所以不会影响正常使用。
而当雷击产生的高压静电由连接器通过变压器向PHY芯片传导时，当差分线MXi+和MXi-对地的共模电压超过压敏电阻RV3的箝位电压时，差分线MXi+和MXi-可以通过变压器中心抽头MCTi、即按照前述放电回路对地放电。
而且，在变压器与连接器之间即实现共模放电，能够避免变压器与PHY芯片之间的差分线产生较高的共模电压，从而可实现完整的共模防护。
当然，压敏电阻RV3也可以替换为其他可在过电压产生时将两端电压嵌位至预定值的元器件。
此外，图3a中与现有技术相似的是，变压器于PHY芯片一侧对应差分线TDi+和TDi-的中心抽头TCTi分别通过电容Ci接地；变压器于连接器一侧对应差分线MXi+和MXi-的中心抽头MCTi还通过电阻R27接至电容C5、并通过电容C5串联至地。
上述图3a中每根差分线上分别串联的电阻、以及每对差分线之间的串联二极管均位于变压器与PHY芯片之间，即，图3a于变压器与PHY芯片之间采用后端差模防护。
实际应用中，如图3b所示，也可将图3a中示出的每根差分线上分别串联的电阻、以及每对差分线之间的串联二极管，设置于变压器与连接器之间，即，在变压器与连接器之间采用前端差模防护。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换以及改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种以太网端口电路，其特征在于，包括：
分别位于变压器两侧的连接器和物理层芯片，连接器与变压器之间、以及物理层芯片与变压器之间分别连接有相同数量的若干对差分线；
在连接器与变压器之间、或物理层芯片与变压器之间，每根差分线分别串联有电阻、每对差分线之间分别通过导通方向相反的两路串联二极管相互连接；其中，每路串联二极管的导通电压之和，大于该路串联二极管所在的一对差分线之间的电压差。
2.如权利要求1所述的以太网端口电路，其特征在于，每对差分线之间的电压差为2.8V、每路串联4个导通电压大于0.7V的二极管。
3.如权利要求1所述的以太网端口电路，其特征在于，每根差分线串联有两个电阻，导通方向相反的两路串联二极管的两端连接于差分线的两个电阻之间。
4.如权利要求1所述的以太网端口电路，其特征在于，变压器于连接器一侧对应各对差分线的中心抽头，通过可在过电压产生时将两端电压嵌位至预定值的第一器件接地。
5.如权利要求4所述的以太网端口电路，其特征在于，第一器件为压敏电阻。
6.如权利要求5所述的以太网端口电路，其特征在于，压敏电阻的嵌位电压为360V。
7.如权利要求4所述的以太网端口电路，其特征在于，连接器与变压器之间、以及物理层芯片与变压器之间的差分线均为2对；
且，连接器进一步具有4根闲置线，4根闲置线通过可在过电压产生时将两端电压嵌位至预定值的第二器件接地。
8.如权利要求7所述的以太网端口电路，其特征在于，第二器件为压敏电阻。
9.如权利要求8所述的以太网端口电路，其特征在于，压敏电阻的嵌位电压为360V。
10.如权利要求4所述的以太网端口电路，其特征在于，连接器与变压器之间、以及物理层芯片与变压器之间的差分线均为4对。
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